JPH03154410A

JPH03154410A - 狭帯域ディジタルｆｍ復調装置

Info

Publication number: JPH03154410A
Application number: JP29368489A
Authority: JP
Inventors: Kiyoyuki Koike; 小池　清之; Junji Tada; 順次多田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1989-11-10
Filing date: 1989-11-10
Publication date: 1991-07-02

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」この発明は、送信スペクトラムの狭帯域化を図ったディ
ジタルＦＭ伝送方式に適用して好適な狭帯域ディジタル
ＦＭ復調装置に関する。

「従来の技術」移動通信などに適用されるイ３号伝送方式として、限ら
れた周波数帯域を有効に利用するため、狭帯域ディジタ
ルＦＭ変調方式が提案されている。

これは、第５図に示すような狭帯域ディジタルＦＭ変調
装置１０を使用して狭帯域ディジタルＦＭ信号を形成し
ている。

同図において、端子１２に供給された入力データ（ディ
ジタル信号）は、データの復調を容易にするため、和分
論理変換口′＃１１４に導かれる。

和分論理変換回路１４は図のようにイクスクルーシブオ
ア回′＃１１６と１ビツトの遅延回路１８で構成され、
１ビツト遅延されたイクスクルーシブオア回路１６の出
力が再びこのイクスクルーシブオア回路１６に戻される
。

したがって、今第６図Ａに示すようなデータ列の入力デ
ータが入力しなときには、１ビツト遅延回路１８の初期
値を「０」とした場合には、イクスクルーシブオア回路
１６に対するデータの入出力関係は同図Ｂ、Ｃのように
なって、和分論理変換された論理出力（同図Ｃ）が得ら
れる。

この論理出力はローパスフィルタ２０に供給されてその
高域がカットきれて低域成分の／、とされたのち、ディ
ジタルＦＭ変調器２２に供給されてＦＭ変調される。し
たがって、出力端子２４には狭帯域ディジタルＦＭ信号
が得られる。

この狭帯域ディジタルＦＭ信号は受信系に設けられた第
７図に示す狭帯域ディジタルＦＭ復調装置３０で復調き
れる。

すなわち、入力端子３２に供給されたこの狭帯域ディジ
タルＦＭ信号はまず、周波数検波回路３４に供給されて
周波数検波され、その後一対のコンパレータ３６，３８
に供給されて所定の参照レベルＥ１．Ｅ２とレベル比較
される。端子４０は参照レベルＥ２の供給端子であり、
４２は参照レベルＥ２をＥｌにレベルシフトするための
レベルシフト回路である。一対の比較出力ＣＩ、Ｃ２は
夫々対応するフリップフロップ４４．４６に供給される
。

一方、周波数検波された狭帯域ディジタルＦＭ信号は、
さらにクロック信号の再生回路４８に供給されて、ビッ
トに同期したクロック信号が再生される。このクロック
信号でフリップフロップ４４．４６のデータ取り込みが
行われる。

夫々のフリップフロップ４４．４６の出力がイクスクル
ーシブオア回路５０で排他的論理和されて出力端子５２
には入力データが復調される。

続いて、このｆｉ調動作を第８図を参照して説明する。

ただし、上述したローパスフィルタ２０のカットオフ周
波数はビットレートの１／４に選定した場合である。

ローパスフィルタ２０のカットオフ周波数をこのように
選定すると、狭帯域ディジタルＦＭ信号を周波数検波回
路３４に通すことによって、第８図に示すような検波出
力（アナログ信号）が得られる。

同図Ａは、識別タイミングを基準にして、その直前２ビ
ツトの内容が「００」であるときの検波出力を示す。直
前２ビツトの内容が「００」であるときは、それより前
のビットの内容がどうであれ、図のような検波出力とな
って得られる。

したがって、参照レベルＥｌ、Ｅ２を図のレベルに設定
してあれば、コンパレータ３６．３８の比較出力Ｃ１，
Ｃ２は何れも「Ｏ」になるから、フリップフロップ出力
も「０」、したがってイクスクルーシブオア出力も「０
」になる。つまり、復調された入力データは「０」であ
る。

これは、第６図Ｃのイクスクルーシブオア（ＥＸＯＲ）
出力データのうち、「・・・ＯＯＪとなったときの同図
Ａに示す入力データ「Ｏ」の関係に等しい。

第８図Ｂは、識別タイミングを基準にして、その直前２
ビツトの内容が「０１」であるときの検波出力を示す。

この場合も、同図Ａと同様に、直前２ビツトの内容がｒ
ｏＩＪであるときは、それより前のビットの内容がどう
であれ、図のような検波出力となって得られる。

したがって、このときは比較出力Ｃ１が「１」、比較出
力Ｃ２が「Ｏ」になるから、イクスクルーシブオア出力
である復調出力が「１」になる。

同図Ｃは、直前２ビツトの内容が「１０」、同図りは、
「１１」のときの検波出力の波形を示す。

このときの復調出力は「１」、「０」となることは、上
述した説明及び第６図の関係を見れば明らかである。

なお、第７図のような狭帯域ディジタルＦＭ変調装置は
、特願平１−９３９５０号公報などで公知の技術である
。

「発明が解決しようとする課題」このような狭帯域ディジタルＦＭ復調装置３０では、フ
リップフロップ４４．４６に入力した比較出力Ｃ１，Ｃ
２をサンプリングするクロック信号は、第７図から明ら
かなように、周波数検波回路３４の検波出力から形成し
ている。

この検波出力は第８図のようなアナログ信号であるから
、これよりクロック信号を形成するのは、非常に難しく
、回路が複雑化する欠点がある。

そこで、この発明はこの点を改良したものであって、比
較的簡単にクロック信号を形成できるようにしたもので
ある。

「課題を解決するための手段」上述の課題を解決するため、この発明においては、入力
データを和分論理変換した後にローパスフィルタを通し
てディジタルＦＭ変調された狭帯域ディジタルＦＭ信号
を復調する狭帯域ディジタルＦＭ（３ｊ調装置において
、上記狭帯域ディジタルＦＭ信号が周波数検波回路に供給
されて検波された後、２つのコンパレータを用いて２つ
の参照レベルで検波出力が夫々レベル比較され、２値化されたその比較出力が排他的論理和回路に導かれ
ると共に、その論理出力がラッチ手段とタイミング信号
再生手段に供給され、この再生手段から得られたタイミング信号に基づいて上
記論理出力がラッチされて、上記入力データが復調され
るようになされたことを特徴とするものである。

「作　用」狭帯域ディジタルＦＭ信号は周波数検波回路３４で周波
数検波されてアナログ信号に変換される。

この検波出力が２つの参照レベルＥ１．Ｅ２を持つコン
パレータ３６，３８でレベル比較され、その比較出力Ｃ
Ｉ、Ｃ２が排他的論理和に類似した論理動作をする手段
６４に供給される。

この手段６４では比較出力Ｃ１が「Ｊ」のときのみその
論理出力ＡＯが「１」になるような論理動作が行われる
。

論理出力Ａｏはラッチ手段であるフリップフロップ６６
とタイミング信号再生回路６８とに供給され、再生回路
６８で形成されたタイミング信号によって論理出力Ａｏ
がラッチ（サンプリング）されて、入力データが復調さ
れる。

再生回路６８では、２値データである論理出力Ａｏの立
上り若しくは立下りに同期してタイミング４３号が再生
されるから、再生回路６８での再生処理は簡単である。

「実　施　例」綾いて、この発明に係る狭帯域ディジタルＦＭ復調装置
の一例について、図面を参照して詳細に説明する。

送信側では、従来例と同様に入力データを和分論理変換
した後、狭帯域化してＦＭ変調を行なうものとする。た
だし、狭帯域するために使用されるローパスフィルタ２
０のカットオフ周波数は、とットレートの１／４とする
。

第１図はこの発明の実施例を示すものであ−）て、端子
３２に供給された狭帯域ディジタルＦＭ信号は周波数検
波回路３４で周波数検波されて、第８図のような検波出
力（アナログ信号）に変換される。

ローパスフィルタ２０のカットオフ周波数を、上述した
ようにとットレートの１／４に選定すると、そのとぎの
検波出力は第８図のようになり、識別タイミングでの周
波数レベルは図のようなものとなって得られる。

検波出力は一対のコンパレータ３６．３８に供給されて
、夫々所定の参照レベルＥ１．Ｅ２とレベル比較される
。ここで、参照レベルＥ２はＥｌよりも大きいものとす
る（第８図参照）。

夫々の比較出力Ｃ１，Ｃ２は排他的論理和に類似した論
理動作をする手段６４に供給される。第１図の場合、こ
の手段６４は、比較出力Ｃ２を反転するインバータ６０
と、その出力と比較出力Ｃ１を論理積するアンド回路６
２とで構成される。

この手段６４の論理動作を第２図に示す。すなわち、こ
の手段６４では比較出力ＣＩのみが「１」となったとき
のみ、論理出力Ａｏが「１」となるような論理動作を行
うものである。

ここで、第２図の０で示した論理となるような比較出力
Ｃ１，Ｃ２は実際には出力されない。なぜなら、比較出
力Ｃ２が「１」ならば、比較出力Ｃ１も「１」になるか
らである。

２値データであるこの論理出力Ａｏはラッチ手段として
機能する本例ではＤ型のフリップフロップロ６とタイミ
ング信号の再生回路６８とに供給される。

再生回路６８では、論理出力Ａｏの立上り若しくは立下
りに同期してタイミング信号が再生される。論理出力Ａ
ｏはｒｌｊ、ｒＱ」の２値データであるから、論理出力
Ａｏの立上り若しくは立下りを基準にすれば、タイミン
グ信号を簡単に再生できる。したがって、この再生回路
６８の構成は非常に簡単になる。

再生されたこのタイミング信号で論理出力Ａ。

かサンプリングされる。したがって、出力端子７０には
第６図に示したような２値データが復調される。

すなわち、第６図Ａに示す２値データを和分論理変換す
ると、同図Ｃのデータ列が得られる。そのＦＭ信号を周
波数検波すると、第８［ｆｆ１Ａ−Ｄの検波出力が得ら
れる。したがって、（１）第８図Ａのように、直前の２ビツトが「００ｊの
ときの検波出力では比較出力Ｃ１，、Ｃ２とも「０」で
あるから、論理出力Ａｏも「Ｏ」となる。

（２）第８図Ｂのように、直前の２ビツトが「０１」の
ときの検波出力では比較出力Ｃ１は「１」、Ｃ２は「０
」になるから、論理出力Ａｏは「１」となる。

（３）！８図Ｃのように、直前の２ビツトが「１０」の
ときの検波出力のときは、　（２）と同じく、比較出力
Ｃ１はｒｌＪ、Ｃ２は「Ｏ」になるから、論理出力Ａｏ
は「１」となる。

（４）第８図りのように、直前の２ビツトが「１１ｊの
ときの検波出力のときは、比較出力ＣＩ。

Ｃ２とも「１」になるから、論理出力Ａｏは「０」であ
る。

このような論理動作になるから、第６図に示す入力デー
タを復調できる。

ここで、論理出力Ａｏが安定した状態のときに論理出力
Ａｏをサンプリングできるように、タイミング信号の出
力タイミングが選定されている。

第３図及び第４図はこの発明の他の例である。

第３図は、排他的論理和に類似した論理動作となるよう
な手段６４として、インバータ７２とノア回路７４で構
成した場合であって、この場合には比較出力Ｃ１がイン
バータ７２で反転される。

このように構成した場合でも、その論理動作は第２図と
同じになる。

第４図は、手段６４を簡略化した回路構成を示すもので
、この例ではコンパレータ３６への入力極性を始めから
反転して入力するようにした場合である。このときは、
図のように比較出力Ｃ１゜Ｃ２は直接ワイヤード結線さ
れる。そして、その接続中点が抵抗器７２を介して電源
端子Ｖｃｃに接続される。

この構成でも、第２図のような論理動作となる。

「発明の効果」以上のように、この発明ではディジタルＦＭ（ｇ号を周
波数検波したものを２値化してから、この２値データを
用いてタイミング信号を再生するようにしたものである
。

これによれば、２値データからタイミング信号を簡単に
再生することができるので、タイミング信号再生回路の
構成を著しく簡略化できる特徴を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図及び第４図は夫々この発明に係る狭帯域
ディジタルＦＭ復調装置の具体例を示す要部の系統図、
第２図は論理動作の真理値を示す図、第５図は狭帯域デ
ィジタルＦＭ変調装置の系統図、第６図は和分論理変換
を説明する図、第７図は従来の狭帯域ディジタルＦＭ復
調装置の系統図、第８図は復調動作の説明に供する波形
図である。１０　・１４　・２２　・３０　・３４　・３６、　３８　　・６４　・・狭帯域ディジタルＦＭ変調装置・和分論理変換回路・ディジタルＦＭ変調器・狭帯域ディジタルＦＭ復調装置・周波数検波回路・コンパレータ・排他的論理和のような動作をする手段６６　・・フリップフロップ６８　・タイミング信号再生回路Ｅｌ。Ｅ２・・参照レベル

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力データを和分論理変換した後にローパスフィ
ルタを通してディジタルＦＭ変調された狭帯域ディジタ
ルＦＭ信号を復調する狭帯域ディジタルＦＭ復調装置に
おいて、上記狭帯域ディジタルＦＭ信号が周波数検波回路に供給
されて検波された後、２つのコンパレータを用いて２つ
の参照レベルで検波出力が夫々レベル比較され、２値化されたその比較出力が排他的論理和に類似した論
理動作をする手段に導かれると共に、その論理出力がラ
ッチ手段とタイミング信号再生手段に供給され、この再生手段から得られたタイミング信号に基づいて上
記論理出力がラッチされて、上記入力データが復調され
るようになされたことを特徴とする狭帯域ディジタルＦ
Ｍ復調装置。