JPH03132286A - 色信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、時分割で情報が到来するＦＭ信号、例えば
Ｓ　Ｅ　ＣＡ　ＦｖＩ方式のテレビジョン信号を処理す
る色信号処理装置に関する。

（従来の技術） 現在、世界で使用されているカラーテレビジョン信号方
式としては、ＮＴＳＣＳＰＡＬ。

ＳＥＣＡＭの３つの方式がある。このうちＳＥＣＡＭ方
式は、主に東側諸国、フランスなどで採用されている。

ＳＥＣＡＭ方式では、伝送歪みに対する特性を向上する
ために色信号（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）をＦＭ復調し、線
順次で送信している。ＦＭ復調キャリアは、（Ｒ−Ｙ）
、（Ｂ−Ｙ）用で異なり、（Ｒ−Ｙ）が２ｇ２ｆＨ１（
Ｂ−Ｙ）が２７２　ｆ　Ｈ（ｆｌｌ−１５，８２５Ｋ）
ｌｚ）である。

受信側において（Ｒ−Ｙ）信号を受けたか、（Ｂ−Ｙ）
信号を受けたかを識別するためには、各ラインのアイデ
ント信号若しくはＩＤ信号と称される識別信号を検波す
ることによりおこなってイル。ＩＤ信号は、バックポー
チと垂直帰線期間の部分に挿入されている。

またＮＴＳＣ方式で行われている搬送波抑圧と同様に、
ＳＥＣＡＭ方式でも色信号の輝度信号への影響を軽減す
るために、ベルフィルタと呼ばれる帯域抑圧（送信時は
逆ベル型）フィルタを通して色信号を処理している。

上記した色信号を受信し処理するカラーテレビジーン受
像機においては、１水平期間（ＩＨラーン）のみに着目
すると常に色差信号の片方しかで在しないので、前のラ
インの色差信号を次のう１ンまで遅延して保持し、同時
化する必要がある。

そこで従来は、ガラス遅延線を用いＩＨ遅延色岩信号を
得ている。従来このガラス遅延線は、高に波（ＲＦ　）
−′帯で遅延を行うような位置に設けら才ている。この
ために遅延しない直接信号と、遅東信号との間でビート
を発生し、ラインクローリシグと呼ばれる画面妨害が現
れていた。これを避りるためには、ｕｌ調した線順次の
色差信号、つまり（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号とを
交互にＩＨ遅延させて同時化すればよい。このような復
２１彷の信号を遅延させる素子としては、ＣＣＤ（電６
結合素子）の開発に伴い、これを用いることにより実現
が可能である。

ところで、ＳＥＣＡＭ方式のクロマ信号を処遇する場合
、色差信号、つまり（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号と
がＩＨ（１水平期間）毎に交互に線順次で伝送されてお
り、しかも各信号のＦＭ変調キャリア周波数が異なる。

このためにＦＭ復調器としては（Ｒ−Ｙ）用と（Ｂ−Ｙ
）用の２つを用意して色差信号を得ている。復調器を低
減し簡単な構成にするために１軸復調器を用いることも
考えられるが、キャリア周波数が変わったとき（（Ｒ−
Ｙ）信号到来時と（Ｂ−Ｙ）信号到来時）に、復調出力
の直流レベル（ＤＣレベル）が大きく変動するために正
常な復調出力を得られない。

このことは忠実な色再現ができないことを意味する。上
記したようにクロマ信号の伝送方式は、ＳＥＣＡＭ復調
器を複雑ぬ構成にする原因となっている。

第１０図は、ＳＥＣＡＭ方式のクロマ信号を処理する特
徴的な回路部分を示している。

クロマ信号は入力端子ｌを介してベルフィルタ２に供給
される。ベルフィルタ２は、送信側の逆ベルフィルタに
よる信号特性を補正するもので、このベルフィルタ２を
通すことにより一定振幅のクロマ信号を得ることができ
る。

ベルフィルタ２の出力クロマ信号は、色差増幅器３とＩ
Ｄ増幅器４に供給される。ＩＤ増幅器４は、ＦＭ変調さ
れた（Ｒ−Ｙ）信号の先頭に挿入されてる（Ｒ−Ｙ）用
ＩＤ信号とＦＭｆ：：Ａされた（Ｂ−Ｙ）信号の先頭に
挿入されてる（Ｂ−Ｙ）用ＩＤ信号とを増幅する回路で
ある。色差信号のタイミングとＩＤ信号の人力タイミン
グは、入力端子５から供給されゲートパルスにより決定
される。

色差増幅器３からはＩＤ信号を除去したクロマ信号のみ
が取出され、色差復調器８に入力される。

またＩＤ増幅器４から取出されたＩＤ信号は、！Ｄ復調
器フに人力される。色差復調器６において、復調の黒レ
ベルは、外付けのボリウムＶＩ？１とＶＲ２とを用いて
調整される。この色差復調器６においてライン毎の復調
軸の切換えは、端子８からのラインパルスにより実行さ
れる。復調された色差信号は、ベースバンド処理回路９
に入力される。

ここでは、ＩＨ遅延回路を用いて（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ
−Ｙ）信号の同時化処理、およびマトリックス演算によ
る（Ｇ−Ｙ）信号の生成が行われる。

一方、ＩＤ増幅器４からのＩＤ信号は、ＩＤＩＪｌ［調
器７において復調される。ＩＤ復調器７におけるこの復
調軸の調整はボリウムＶＲ３により調整される。ＩＤｔ
ｉ調器７）１５１出カバ、（Ｒ−Ｙ）ｉ号と（Ｂ−Ｙ）
信号のいずれが到来しているかを示す検波出力であり、
ラインスイッチや切換えパルスのタイミングおよび位相
制御用として用いられる。

（発明が解決しようとする課題） 上記したＳＥＣＡＭ方式のクロマ信号処理装置において
は、色差復調器６において２点のボリウム調整、ＩＤ復
調器７において１点のボリウム調整、合計３点の調整箇
所がある。ボリウムの調整箇所があることは、それだけ
経時変化の要素があるということである。このために上
記の装置は、長期的にみて信頼性に劣り、また受像機の
製造工程において調整ステップが多く、費用の増大を免
れないという問題がある。

そこでこの発明は、位相ロックループ回路を用いた復調
器を用いて、時分割で入力するそれぞれ復調軸の異なる
信号（ＩＤ信号、（Ｒ−Ｙ）情報、（Ｂ−Ｙ）情報）に
追従した復調が行われるようにし、さらに前記位相ロッ
クループ回路のループ内の電圧制御発振器を、第２の位
相ロックループ回路に組込み、当該電圧制御発振器のフ
リーラン周波数を自動的に基準の周波数信号に合わせる
ようにすることにより、調整項目を低減できるようにし
た色信号処理装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） ＦＭ変調された信号を第１の位相ロックループ回路を用
いて復調する装置において、前記位相ロックループ回路
のループに介在する電圧制御発振器の発振信号を、第１
の基準信号発生器の周波数に位相ロックさせる第２の位
相ロックループ回路を設けたものである。

（作用） 上記の手段により、第１の位相ロックループ回路におい
ては復調軸の異なる複数の信号の復調出力を得ることが
でき、またこのループに組込まれている電圧制御発振器
は、第２の位相ロックループ回路にも組込まれそのフリ
ーラン周波数が基準信号に位相ロックするように制御さ
れる。このために、基準信号として精度の高い信号源を
採用していれば、電、圧制御発振器におけるフリーラン
周波数の経時変化や誤差を大幅に低減することができる
。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。

ＳＥＣＡＭ方式のテレビジョン信号から分離されたクロ
マ信号は入力端子１１を介してベルフィルタ１２に供給
される。ベルフィルタ１２は、送信側の逆ベルフィルタ
による信号特性を補正するもので、このベルフィルタ１
２を通すことにより一定振幅のクロマ信号を得ることが
できる。

ベルフィルタ１２の出力クロマ信号は、色差増幅器１３
とＩＤ増幅器１４に供給される。ＩＤ増幅器１４は、Ｆ
Ｍ変調された（Ｒ−Ｙ）信号の先頭に挿入されてる（Ｒ
−Ｙ）用ＩＤ信号とＦＭ変調された（Ｂ−Ｙ）信号の先
頭に挿入されてる（Ｂ−Ｙ）用ＩＤ信号とを増幅する回
路である。色差信号のタイミングとＩＤ信号の入力タイ
ミングは、入力端子１５から供給されゲートパルスによ
り決定される。

色差増幅器１３からはＩＤ信号を除去したクロマ信号の
みが取出されＰＬＬ色差復調器１６に入力される。また
ＩＤ増幅器１４から取出されたＩＤ信号は、ＰＬＬＩＤ
復調器１７に入力される。

色差復調器１Ｂにおいてライン毎の復調軸の切換え４に
、端子１８からのラインパルスにより実行される。この
ときの復調軸の調整は、後述する自動調整回路２０から
入力される調整情報により実行される。復調された色差
信号は、ベースバンド処理回路１９に入力される。ここ
では、ＩＨ遅延回路を用いて（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ
）信号の同時化処理、およびマトリックス演算による（
Ｇ−Ｙ）信号の生成が行われる。一方、ＩＤ増幅器１４
からのＩＤ信号は、ＩＤｔｉ調器１７において復調され
る。

ＩＤｔｉｌｉ：ｌｉ′Ｉにおけるこの復調軸の調整は後
述する自動調整回路２０により行われる。ＩＤ１ｊｌ調
器１７の復調出力は、（Ｒ−Ｙ）信号と（Ｂ−Ｙ）信号
のいずれが到来しているかを示す検波出力であり、ライ
ンスイッチや切換えパルスのタイミングおよび位相制御
用として用いられる。

上記したＰＬＬ色差復調器１Ｂは、２軸復調を行うもの
であり、入力ＦＭ信号のキャリアが異なっていても時分
割で入力するかぎり、つまりＩＨ毎に交互に入力する限
り、各キャリアに追従して復調出力を得ることができる
。

以下この２軸復調方式について第２図及び第３図を参照
して説明する。

第２図は復調用ＰＬＬ回路の検波特性を示すレベルチャ
ートである。今、ＰＬＬ色差復調器１Ｂは、入力色差信
号の極性（Ｒ−Ｙ／Ｂ−Ｙ）に同期してラインパルスが
入力し、自動調整回路２０からの制御信号ｒ、　ｂを切
換えて選択導入しているものとする。制御信号は、ＰＬ
Ｌ回路のループに組込まれている電圧制御発振器のフリ
ーラン周波数１設定する信号である。

（Ｂ−Ｙ）信号が入力されたときは、自動調型回路２０
からの制御信号すが選択されＰＬＬ回路１ｚおける電圧
制御発振器のフリーラン周波数を設立する。この設定周
波数は、ｆｏｅ　　（−２７２１’１１）であるここで
送信側における色差黒レベルも周波数ＦＯＢで設定され
ており、この設定周波数により得られる復調出力電位Ｖ
ＯＢが基準となる。よって復３１９ｆｆｌ力信号はこの
電位ＶＯＢを中心にして振れることになる。次に（Ｒ−
Ｙ）信号が入力されたときは、自動調整回路２０からの
制御信号ｒが選択されＰＬＬ回路における電圧制御発振
器のフリーラン周波数を設定する。この設定周波数は、
ＦＯＲ（−２８２ｆＨ）である。ここで送信側における
色差黒レベルも周波数ＦＯＲで設定されており、この設
定周波数により得られる復調出力電位ＶＯＩ？が基準と
なる。よって復調出力信号はこの電位ＶＯＩ！（−Ｖ　
ＯＢ）を中心にして振れることになる。

第２図からもわかるように、ＰＬＬ回路における電圧制
御発振器のフリーラン周波数をライン毎に切換えること
により、復調出力は電位ＶＯＲ（−Ｖ　ＯＢ）を中心に
して振れる信号として取出すことができ、直流変動はラ
イン間で生じない。このように電圧制御発振器のフリー
ラン周波数がどこに位置するかにより復調出力の直流レ
ベルが決定され、この発明はこのことを活用している。

このように自動調整回路２０からライン毎にＰＬＬ回路
の電圧制御発振器のフリーラン周波数を切換える制御信
号を供給するようにすれば、同一のＰＬＬ復調器により
“キャリアの異なる２Ｆｉｉ類の信号の復調出力を得る
ことができる。

次に、ＩＤｕｉ調器１７側について説明する。

この復調器１７のＰＬＬ回路を利用しており、そのルー
プに組込まれた電圧制御発振器のフリーラン周波数は、
自動調整回路２０からの制御信号ｒｂ／２により設定さ
れる。このフリーラン周波数ｆ　ＯＩＤハ、−２７７ｆ
Ｈ（−（ｒＯＢ＋ｆ’ＯＲ）／２＋　テある。

第３図はＩＤｕｌ調器１７の検波特性を示している。

このようにフリーラン周波数を２７７ｆＨに設定すると
、ＣＢ−Ｙ）用ＩＤ信号が到来したときは、設定電位Ｖ
　ＯＩＤよりも小さい検波出力、（Ｒ−Ｙ）用ＩＤ信号
が到来したときは、設定電位Ｖ　ＯＩＤよりも大きい復
調出力を得ることができ、この極性により識別すること
ができる。垂直帰線期間に挿入されているＩＤ信号は、
第３図に示すようにｆｉａｘとｒａｉｎの周波数である
が、この場合も基準の設定電位Ｖ　０１０に対してＶｓ
ａｘと■■Ｉｎの復調出力が得られる。

このようにＩＤ復調器１７においても、自動：Ａ！１回
路２０から制御信号ｒｂ／２を与えることにより、周波
数の異なる２つのＩＤ信号の復調出力を得ることができ
る。

上記した復調器における電圧制御発振器は、自動調整回
路における第２の位相ロックループ回路にも組込まれそ
のフリーラン周波数が基準信号に位相ロックするように
制御される。このために、基準信号として精度の高い信
号源を採用していれば、当該電圧制御発振器におけるフ
リーラン周波数の経時変化や誤差、さらにオフセットに
よる狂いを大幅に低減することができる。

第４図は、自動：Ａ整回路２０とＰＬＬ色差復調器１Ｂ
の内部をさらに具体的に示している。

前段の色差増幅器１３からのクロマ信号は、位相比較器
１６１に入力され、電圧制御発振器（Ｖ　Ｃ０）１８２
からの発振信号と位相比較される。その位相差出力は、
復調出力である。この位相差出力は、電圧電流変換器１
８３に人力され、その電流変換出力は、Ｖ　Ｃ０１８２
の周波数及び位相制御端子に帰還される。これによりＶ
　Ｃ０１６２の発振周波数は入力クロマ信号に位相口・
ツクし、ＶＣＯ１ｅ２の制御情報である位相差出力が復
調出力となる。

ここで、復調軸をライン毎に切換えるために、端子１６
４から交番信号としてラインパルスがＶＣ０１６２４，
：供給される。ＶＣ０１Ｂ２は、電流源入力端子を２つ
持ち、ラインパルスによりｖｃ。

１Ｂ２に接続する電流源の選択スイッチが制御される。

さらにＶ　Ｃ０１Ｂ２の発振信号は、位相比較器１６１
の他に、自動ＷＪ整回路２０内部の分周器２０１にも入
力される。

自動調整回路２０は、２種類の基準信号を安定して出力
する基準信号発生器２０４及びその出力を選択して位相
比較器２０３の一方に供給するスイッチ２０５を有する
。また分周器２０１も２種類の分周比を有し、Ｖ　Ｃ０
１Ｂ２の出力を分周した分周出力を２種類得ることがで
きる。この分周出力のいずれか一方がスイッチ２０２に
より選択されて、位相比較器２０３の他方に供給される
。位相比較器２０３の出力は、ドライバー２０８と２０
９に供給される。このドライバー２０６と２０９は、後
述するタイミングでＩＨ毎にいずれか一方がオン、他方
がオフに制御される。ドライバー２０８の出力は、フィ
ルタ２０８によりフィルタリングされて電圧電流変換器
２０７に供給され、またドライバー２０９の出力は、フ
ィルタ２１１によりフィルタリングされて電圧電流変換
器２１０に供給される。

電圧電流変換器２０７と２１０の出力１０Ｂと１０１？
は、Ｖ　Ｃ０１８２の電流源端子に供給される。これに
よりＶ　Ｃ０１８２の電流源電流を切換えれば、ＶＣ０
１６２のフリーラン周波数が切替わる。さらに自動：Ａ
整回路２０は、タイミングコントローラ２１１を有し、
これによりスイッチ２０５．２０２の選択状態、ドライ
バー２０８　、２０９のオン、オフを制御している。こ
のタイミングコントローラ２１２も！Ｄ復調出力に基づ
いて切換え制御信号を出力している。

今、（Ｂ−Ｙ）信号が到来しているものとすると、ＶＣ
０１６２ｊ！、分周器２０１１位相比較器２０３、ドラ
イバー２０６、電圧電流変換器２０７の位相ロックルー
プ（以下このループをｆＯＢ調整ループということにす
る）に組込まれ、ＶＣＯ１８２のフリーラン周波数が設
定される。次に、（Ｒ−Ｙ）信号が到来しすると、Ｖ　
Ｃ０１Ｂ２は、分周器２０１　、位相比較器２０３、ド
ライバー２０９、電圧電流変換器２１０の位相ロックル
ープ（以下このループをｆＯＲ＃！！ループということ
にする）に組込まれ、Ｖ　Ｃ０１８２のフリーラン周波
数が設定される。

ｆＯＢ調整ループについて説明する。

Ｖ　Ｃ０１６２の出力信号はまず分周器２０１に供給さ
れ分周される。このときの分周比を１７１７とすると、
ＶＣＯ１ｅ２−？’発振しりｆ’ＯＢ　　（−２７２１
’Ｈ）近傍のフリーラン周波数は、１６「Ｈ近傍の周波
数へ分周される。今、基準信号発生器２０４から１６ｒ
Ｈの信号が出力されたとすると、位相比較器２０３では
双方の信号の位相比較がなされ、位相がずれていればビ
ート信号を生じる。このときは、ドライバー２０６がア
クティブ、ドラ−バー２０９がカットオフとなっている
。ドライバー２０６は、入力した位相比較結果を利得１
で出力し、ループフィルタ２０８をドライブする。フィ
ルタリングされた位相比較信号は、電圧電流変換器２０
７に入力され、電流出力に変換される。この電流により
、ＶＣ０１８２のフリーラン周波数はＦＯＲに追い込ま
れる。つまり、位相比較器２０３においてＶ　Ｃ０１Ｂ
２の出力の分周出力と、基準信号発生器２０４からの基
準信号とが等しくなるようにＶ　Ｃ０１８２の発振周波
数が制御され維持される。このときは、フリーラン周波
数は１６１’Ｈを１７倍した２７２ｒＨとなり、ｆＯＢ
　ノ調整が完全に得られる。

次にｆＯＲ調整ループについて説明する。

このときは、分周器２０１は、１／１４１の分周比に設
定される。ｖ　ｃ　Ｏ１６２で発振したフリーラン信号
は、分周器２０１で１／１４１に分周されて位相比較器
２０３に入力される。今、基準信号発生器２０４からは
、２ｒ１１の信号が取出され、位相比較器２０３に入力
されたとする。位相比較器２０３からは、位相がずれて
いればビート信号が出力される。このときは、ドライバ
ー２０８がカットオフ、ドラ−バー２０９がアクティブ
となっている。ドライバー２０９は、入力した位相比較
結果を利得１で出力し、ループフィルタ２１１をドライ
ブする。フィルタリングされた位相比較信号は、電圧電
流変換器２１０に入力され、電流出力に変換される。こ
の電流により、Ｖ　ＣＯ１１１２のフリーラン周波数は
ｒＯＢに追い込まれる。つまり、位相比較器２０３にお
いてＶ　Ｃ０１６２の出力の分周出力と、基準信号発生
器２０４からの基準信号とが等しくなるようにＶＣ０１
８２の発振周波数が制御され維持される。このときは、
フリーラン周波数は２ｆＨを１４１倍した２Ｂ２ｒＨと
なり、ｆ’ＯＲの調整が完全に得られる。

上記の構成において、分周器２０１が誤動作しなければ
分周比は確実に上記の値をとるので、ｆ’０ＢＦＯＲの
フリーラン周波数の精度は基準信号の絶対周波数精度に
依存する。テレビジョン受像機の他のブロックから精度
の高い信号を得ることが可能であれば問題はないが、こ
れが困難な場合は、別途用意する必要がある。

第５図は、基準信号発生器２０４の一例である。

水晶発振器２２１としては、例えば４ＭＨｚ　（＝２５
６１’Ｈ）の発振器が用いられる。発振信号は、分周器
２２２に供給され１／１２ｇに分周される。これにより
、分周器２２２からは２ｆＨの周波数の基準信号が得れ
る。分周器２２２としては、１７２分Ｐ！器が７段直列
接続されており、分周過程で１８ｆＨの基準信号を得る
こともできる。分周器２２２の分周比も正確にきまるの
で、基準信号の精度は水晶発振器２２１の発振周波数精
度に依存する。一般的に水晶発振器２２１の精度は２０
Ｏｐｐ■以下であり、１０−４オーダーであるために、
ＶＣＯ１６２のフリーラン精度としては十分である。

のではな（、ＶＣＯ１ｅ２のフリーラン周波数「０の調
整用ＰＬＬ回路が成立する周波数であればよい。

例えば、ｒｏａ　、　ＰＯＪ？調整を行うに際して、ｆ
Ｈの周波数を利用し、基準信号としてもｒＨの発振周波
数を得る発振器を用意しても良いし、ｒＨの水平偏向信
号を基準信号として利用しても良い。

上記の自動調整回路２０を用いて、Ｖ　ＣＯ１８２のフ
リーラン周波数ｆＯを調整する期間は、色差信号の復調
に対して影響の無い期間を選定する必要がある。−例と
して、 第６図は、上記のフリーラン周波数のｉｎを垂直帰線期
間に行った場合のタイミングチャートである。上記した
ように分周した後の位相比較信号は、周波数が低く、水
平ブランキング期間のみでは比較が出来ない。そこで、
フレームサイクルであれば十分な比較時間の余裕が得ら
れる。しかし調整すべき周波数がＦＯＲとｒＯＲとの２
波あるので、フレーム毎に交互に調整ループを切換えて
調整する方法が利用される。垂直同期信号は各フレーム
に３Ｈづつ存在するので、これをトリガとしてドラ−バ
ー２０８　、２０９にキーパルスに１が供給される。キ
ーパルスに１は、タイミングコントローラ２１２により
作成されており、垂直同期信号の前縁から１Ｂｒｌｒ期
間１フレームおきに状態が変化されるドライバー２０６
用のキーパルスは、（ｎ−１）フレームと（ｎ＋１）フ
レームでローレベルＬＯとなり、この期間にドライバー
２０６をアクティブ状態にする。

ドライバー２０９用のキーパルスは、ｎフレームと（ｎ
＋２）フレームでローレベルＬｏとなり、この期間にド
ライバー２０９をアクティブ状態にする。また、位相比
較器２０３への人力信号切換えパルスとしては、キーパ
ルスに２が利用される。キーパルスに２は、垂直同期信
号の立ち下がりエツジに同期して状態が変るパルスであ
り、（ｎ−１）フレームと（ｎｉｌ）フレームでハイレ
ベルＨ１になる。キーパルスに２が、ハイレベルのとき
ＦＯＲ３１整ループが選択され、スイッチ２０５．２０
２を所定の端子側に切換える。

上記したようにＰＬＬ色差復調方式と、ＰＬＬ内部のｖ
ＣＯのフリーラン周波数を設定する自動調整回路と１と
より、色差信号処理は実質的に無調整化されることにな
る。

次に、ＩＤ復調器１７側とその無調整化について説明す
る。

ＰＬＬＩＤ復調器１７ノｆ’ｏｌＤ　（−２７７ｒＨ）
調整を無調整化するためには、ＰＬＬ色差復調器の場合
と同様に、復調器１７内部のＰＬＬ回路におけるｖＣＯ
の出力を分周し、別の安定した基準信号を有するＰＬＬ
回路に組込めばよい。例えば、２７７ｒＨを２７７分周
し、ｌ’ｌ）近傍の信号に変換し、基準信号ｒＨと位相
比較し、ｖＣＯを位相ロックさせればよい。このように
すると、ｌＤ復調器１７の内部のｖＣＯは、色差復ｔｉ
ＩＩ器！６側の場合と同様に、正確にｆＨを２７７倍し
たｆｏｌＤ　（第３図参照）を得ることができる。なお
１／２７７分周段は、先の分周器２０１と共用させても
よいし、単独にＩＤ用としてＰＬＬ回路を設けてもよい
。

次に各部の具１体的な回路を示して説明する。

第７図は、Ｖ　ＣＯ１６２の具体回路である。

Ｖ　Ｃ０１６２は、トランジスタＱｌ〜Ｑ１５、Ｑ２０
〜Ｑ２３、抵抗Ｒ１〜ＲＩＯ、コンデンサＣ１により構
成されている。トランジスタＱｌ−Ｑ１５はエミッタ結
合型マルチバイブレーク発振器を構成し、トランジスタ
Ｑ２０〜Ｑ２３は電流スイッチを構成している。マルチ
バイブレータは、コンデンサＣＩに対する充電放電を交
互に行い、発振出力を得る。

放電電流は、トランジスタＱ１３、Ｑ１４のコレクタ電
流であり、トランジスタＱ１３〜ＱＩ５がカレントミラ
ー回路を構成しているので、全体では電流スイッチ及び
電圧電流変換器からの入力電流の和となる。抵抗Ｒ１、
Ｒ２に発生する発振電圧は、トランジスタＱｌ　、Ｑ２
　、Ｑ３でクランプされるために抵抗Ｒ３に発生する電
位差に等しい。発振出力はトランジスタＱ２　、Ｑ３の
エミッタから導出される。上記の電流和をＩ　ｃｏｎｔ
とおき抵抗Ｒ３に発生する電位差をＶＨ２とおくと、発
振周波数ｒｏｓＣは、 ｒｏｓｅ　−１ｃｏｎｔ／　（４Ｘ　ＣＩ　Ｘ　Ｖ　Ｒ
８）となる。ＶＨ２は一定であるから、制御電流に対し
て発振周波数はリニアに変化する。

電流スイッチは、マルチバイブレータに流れる電流を切
換える部分であり、ラインパルスがトランジスタＱ２０
−Ｑ２３の所定のベースに供給される。

図に示すように、ラインパルスがローレベルＬＯのとき
は、トランジスタＱ２１とＱ２２がオンし、トランジス
タＱ２１のコレクタに供給されている電流１　ｔｏｎ　
、つまり第１図に示した制御信号すがｖＣＯの電流とし
て加わることになる。また、ラインパルスがハイレベル
Ｈ１のときは、トランジスタＱ２０と０２３がオンし１
、トランジスタＱ２１のコレクタに供給されている電流
Ｉ　ＦＯＲ、つまり第１図に示した制御信号ｒがｖＣＯ
の電流として加わることになる。これにより、ｖＣＯの
フリーラン周波数が決定される。従って、電流Ｉ　ＦＯ
Ｂと１１’ＯＲとはそれぞれ１’ＯＢ　、　ＦＯＲの発
振周波数を与えるように調整されている。よって、ライ
ンパルスにより復ａ器１６の復調軸を切換えることがで
きる（第２図参照）。

第８図は、位相比較器１８１と電圧電流変換器１６３の
具体回路例を示している。

位相比較器１６１は、トランジスタＱ２４〜Ｑ３７、Ｑ
４４と、抵抗Ｒ１７〜Ｒ２４、Ｒ３４から構成されてい
る。また、電圧電流変換器１６３は、トランジスタＱ３
８〜Ｑ４３、Ｑ４５〜Ｑ４７、Ｒ２５〜Ｒ３３、Ｒ３５
〜Ｒ３ｇから構成されている。

差動トランジスタＱ２８、Ｑ２９のベースにクロマ信号
が入力され、差動対トランジスタ０２４〜Ｑ２７に、第
７図に示したｖＣＯの発振出力が供給される。位相比較
出力は、トランジスタＱ３０〜Ｑ３７のカレントミラー
回路により電流反転およびシングルエンドされ、抵抗Ｒ
２５の負荷抵抗に流れ、電圧に変換される。

この電圧は、電圧電流変換器のトランジスタＱ２ｇのベ
ースに印加される。トランジスタＱ３８、Ｑ３９の差動
増幅器は、電流返還出力を得る。トランジスタ０３ｇ、
Ｑ３９の両コレクタ電流は、トランジスタ０４０、Ｑ４
１のカレントミラー回路でシングルエンドされ、変換電
流はトランジスタＱ４１のコレクタから出力される。こ
の電流はＶ　ＣＯ１８２（トランジスタＱ１３、Ｑ１４
のベース）に供給される。電圧電流変換器ｔｅｔの変換
率をＧｓとおくと、Ｇｓ　−１／　（ｒｅ＋　Ｒ２７） ｒｅ−（Ｉｃ　／Ｖｔ　）　　　Ｉｅ　：コレクタ電流
、ｖｔ　：熱起電力。

ｒｅ＜＜Ｒ２７のとき、１／Ｒ２フで与えられる。

次にＰＬＬ色差復調器の復調色差信号Ｖ　ｏｕｔを求め
てみる。

ＦＭ信号である入力クロマ信号の周波数偏移をΔｆとお
くと、ｖＣＯに必要な制御電流ΔＩは、Δｌ−４ｘＣ１
ｘＶＲ−３ｘＡｆ となる。このΔＩを発生させるＶｏｕｔは、Ｖｏｕｔｍ
ΔＩ　／　Ｇ　５ 一４Ｘｃｔ　ｘＶＲ３ｘΔｒｘ２Ｒ２７である。

第１図のＰＬＬＩＤ復調器１７の場合も同様なことが言
える。ＩＤ復調器１７の場合、内部のｖＣＯはライン毎
に復調軸を切換える必要が無いので、ｆｏ２！整が１つ
でよ（、第７図に示したトランジスタ０２０〜Ｑ２３で
構成されるスイッチに相当する部分は不要である。ＩＤ
復調器１７の復調出力は、を差復調の場合と同様に、上
述したｖ　ｏｕｔの式と「じパラメータで与えられる。

第９図は、ドライバー２０８１フイルタ２０８　、ｉｔ
電圧流変換器２０７の具体的回路例を示している。

ドライバー２０８は、トランジスタＱ４８〜Ｑ５９、抵
抗Ｒ３９〜Ｒ４１により構成され、ループフィルタ２０
＆は抵抗Ｒ４２、コンデンサＣ２、Ｃ３により構成され
ている。また電圧電流変換器２０７は、トランジスタＱ
６０〜Ｑ６７、抵抗Ｒ４３〜Ｒ５３により構成されてい
る。ドライバー２０８は、ボルテージフォロアであり、
トランジスタＱ４Ｌ　Ｑ４９による差動増幅器で検出し
された差電圧は、トランジスタ０５２〜０５Ｂの低イン
ピーダンスドライバで駆動され抵抗Ｒ４２側に供給され
る。この電圧は、フィルタにより平滑されトランジスタ
Ｑ８１）のベースに印加される。この電圧は、差動対ト
ランジスタＱＢ（Ｑ８１により増幅され、トランジスタ
Ｑ６２、Ｑ８３のカレントミラー回路により電流変換さ
れて導出される。電流変換率は、抵抗Ｒ４３、Ｒ４４の
値を変えることにより可変できる。

上記したように復調器としてＰＬＬ回路方式を用い、Ｐ
ＬＬ内部のｖＣＯのフリーラン周波数を決定する場合、
このＶＣＯを別の基準信号を用いたＰＬＬ回路に組込み
可能とすることにより、復調器の無調整化を得ることが
できる。しかも、フリーラン周波数の切換えを行うこと
により時分割で復調軸を切換えることができ、ＳＥＣＡ
Ｍ方式のクロマ信号の復調用としては復調器を削減する
ことができる。また集積回路化する場合、素子数は多く
なるが、復調シス・テムを１チツプ化することができ、
しかもマニュアルによる調整箇所がなく製造工程および
時間、最終調整の面では有利であり低コストとなる。

〔発明の効果］ 以上説明したようにこの発明は、復調器としてＰＬＬ回
路を用い、複数の復調軸を形成できるようにして、変調
軸の異なる複数のＦＭ信号を復調でき、しかも、無調整
化を得ることができる。

さらに、無調整化のために製造コストを低減でき、長期
的な動作の信頼性維持にも有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図及び
ｊｆｉＢ図はそれぞれこの発明の装置の動作原理を説明
するために示した説明図、第４図は第１図の回路ブロッ
クの一部を詳しく示す回路図、第５図は１１４図の基準
信号発生器の一例を示す図、第６図は第４図の回路の動
作例を説明するために示したタイミングチャート、第７
図は第４ｒ１！Ｊの電圧制御発振器の具体例を示す回路
図、第８図は第４図の位相比較器及び電圧電流変換器の
具体例を示す回路図、第９図は第４図のドライバー　フ
ィルタ及び電圧電流変換器の具体例を示す回路図、第１
０図はＳＥＣＡＭ方式の色復調回路の例を示す図である
。 １２・・・ベルフィルタ、１３・・・色差増幅器、１４
・・・ＩＤ増幅器、１６・・・ＰＬＬ色差復調器、１７
・・・ＰＬＬＩＤｔｉ調器、１９・・・ベースバンド処
理回路、２ｏ・・・自動調整回路、ｉａｔ由位相位相比
較器６２・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）　　１６３・
・・電圧電流変換器、２０１・・・分周器、２０２．２
０５・・・スイッチ、２０３・・・位相比較器、２０４
・・・基準信号発生器、２０８２０９・・・ドライバー
、２０７．２１０・・・電圧電流変換器、２０８　２１
１・・・フィルタ、２１２・・・タイミングコントロー
ラ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＦＭ変調された信号を第１の位相ロックループ回路を用
   いて復調する装置において、 前記位相ロックループ回路のループに介在する電圧制御
   発振器の発振信号を、第１の基準信号発生器の周波数に
   位相ロックさせる第２の位相ロックループ回路を設けた
   ことを特徴とする色信号処理装置。