JPH03117366A - 直列共振インバータに対する負荷補償利得制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般に共振インバータに関するものである。更
に詳しくは、本発明は制御システムのループ利得および
帯域幅を実質的に一定に維持することにより広範囲の出
力負荷状態にわたって安定な動作を行なう直列共振イン
バータ用負荷補償利得制御に関するものである。

発明の背景 共振インバータには低スイッチング損失および低スイッ
チング応力という利点がある。しかし、高周波共振タン
ク回路の高速動特性のため共振動作は複雑となる。した
がって、制御が難しい。具合の悪いことに、入力電力ま
たは出力負荷状態が変ったとき、出力の電圧または電流
の制御は通常の制御技術を使ったのでは行なえない。た
とえば、公知の共振インバータ出力負荷の電圧または電
流の１つの制御方法は、閉ループ制御によりインバータ
から共振回路に与えられる矩形波信号の周波数を変える
ものである。米国特許節４，５４１゜０４１号には、こ
のような周波数制御技術がある程度開示されている。簡
単に説明すると、回路の共振の性質を利用して、インバ
ータの制御可能なスイッチ手段の動作周波数を変えるこ
とにより出力の電圧または電流を制御することができる
。このような周波数制御方法は特定の型式の共振インバ
ータに対する正規の出力負荷状態（すなわち、直列共振
インバータに対する重負荷状態、または中負荷状態、お
よび並列共振インバータに対する軽負荷状態）のもとて
満足できるものであることがわかった。しかし、この周
波数制御の欠点は拡張された出力負荷状態（すなわち、
直列共振インバータに対する軽負荷または無負荷の状態
、および並列共振インバータに対する重負荷状態）のも
とて所望の出力電圧または電流を維持するのに適切でな
いことがあるということである。

特に、直列共振インバータの周波数制御は通常、重負荷
状態または中負荷状態（すなわち低抵抗）の際、所望の
出力電圧を維持するのに適切である。

というのは、これらの状態のもとでは、直列共振回路の
Ｑが高く、したがって周波数を変えたときの電圧また招
電流の変化のダイナミックレンジが良好であるからであ
る。しかし、拡張された出力負荷状態すなわち軽出力負
荷状態（すなわち高抵抗）のもとでは、直列共振回路は
Ｑが低く、したがって周波数の関数としての電圧または
電流の変化のダイナミックレンジが小さい。その結果、
直列共振インバータの場合、単に通常の周波数制御では
軽負荷および無負荷の状態で所望の出力の電圧または電
流を維持することが不可能になることがある。

更に、直列共振インバータは通常、出力負荷状態（すな
わち、出力電圧および電流）の独特の各組に対して電圧
利得の独特の値を示す。上述してきた周波数制御の方法
のような通常の制御方式では、低利得状態（すなわち、
比較的低い出力電流および比較的高い出力電圧）のもと
てのシステム応答を犠牲にして、高利得状態（すなわち
、比較的大きい出力電流および比較的低い出力電圧）の
もとての安定度が得られている。したがって、広範囲の
出力負荷状態にわたって制御システムのループ利得を一
定に維持する共振インバータ制御方式が提供されること
は望ましい。

発明の目的 したがって、本発明の１つの目的は出力電圧制御のダイ
ナミックレンジが改良された直列共振インバータに対す
る制御方式を提供することである。

本発明のもう１つの目的はほぼ一定の帯域幅を維持する
ことにより広範囲の出力負荷状態にわたって安定な動作
を行なう直列共振インバータ制御方式を提供することで
ある。

本発明の更にもう１つの目的は出力負荷状態の変化を補
償することにより制御システムのループ利得を一定に維
持する直列共振インバータ制御方式を提供することであ
る。

発明の要約 本発明の上記および他の目的はすべての負荷状態のもと
て帯域幅および制御システムのループ利得を実質的に一
定に維持する新しく改良された直列共振インバータ制御
システムで達成される。新しいインバータ制御システム
は、負荷状態の独特な各組に対して独特な利得または減
衰係数（すなわち負荷補償係数）を発生する負荷補償利
得制御回路を含む。所望の負荷状態のもとてのインバー
タ利得にそれに対応する利得または減衰係数を乗算する
。このようにして、制御システムのループ利得が実質的
に一定に維持される。

負荷補償利得制御回路の好ましい態様では、定利得増幅
器およびプログラマブル乗算形ディジタルーアナログ変
換器を含む制御ループが設けられる。ディジタル−アナ
ログ変換器は出力負荷状態の独特な各組に対して独特な
利得または減衰係数を発生するようにプログラミングさ
れている。

別の態様では、負荷補償利得制御回路はアナログ乗算器
を含む。この場合には、出力の電流および電圧が継続的
に監視され、アナログ乗算器が利得係数回路と協同して
それらから対応する負荷補償係数を計算する。

本発明の特徴および利点は図面を参照した本発明の以下
の詳細な説明により明らかとなろう。

発明の詳細な説明 本発明の改良された共振インバータ制御システムについ
て第１図に示される直流−直流変換器を参照して説明す
る。外部電源（図示しない）は変換器の入力端子１０お
よび１１に直流電圧ｖ５を供給する。逆電流を通すこと
ができ、かつスイッング信号によってターンオフし得る
４個のスイッチングデバイスをそなえた全波ブリッジイ
ンバータ１２が、端子１０と１１との間に接続されてい
る。スイッチングデバイスＳｌ、Ｓ２．Ｓ３およびＳ４
はバイポーラ接合トランジスタ（Ｂ　Ｊ　Ｔ）として示
されている。各スイッチングデバイスにはダイオードＤ
ｉ、Ｄ２．Ｄ３およびＤ４が逆並列に接続されている。

変換器がインバータの共振周波数より上で動作するとき
、スイッチングデバイスは零電流でターンオンし、逆並
列のダイオードが自然に転流する。したがって、これら
のダイオードは高速回復（［’ａｓｔ　ｒｅｃｏｖｅｒ
ｙ　）形である必要はない。更に、ＢＪＴのかわりにゲ
ートターンオフ機能をそなえた他のスイッチングデバイ
スを使うこともできる。たとえば、それぞれ逆電流を通
すための一体の寄生ダイオードをそなえた電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）、またはモノリシッりのダーリント
ン接続パワートランジスタを使うことができる。更に、
全波ブリッジインバータは説明のみの目的で例示してあ
り、本発明の制御技術はこのようなインバータに使用す
るのに限定されるものではない。

インダクタ１４、コンデンサ１６、および隔離変圧器１
８を含む直列共振タンク回路が接続点ａとｂとの間に接
続されている。接続点ａはスイッチングデバイスＳ１と
８２との間の接続点を構成し、接続点すはスイッチング
デバイスＳ３と８４との間の接続点を構成する。変圧器
１８の二次巻線は全波整流器２０の入力に接続されてい
る。整流器の出力は一波コンデンサ２２および出力負荷
（図示しない）と並列に接続されている。その両端間に
変換器出力電圧ＶＯＵＴが生じる。

直列共振回路に印加される電圧は矩形波信号であり、そ
の振幅は電圧−Ｖｓと電圧十Ｖｓとの間で切り換わる。

従来の周波数制御システムはスイッチングデバイスの動
作可能な周波数範囲内で安定な動作を維持するためにこ
の矩形波信号の動作周波数を変える。動作可能な周波数
範囲はインバタ共振周波数から最大周波数まで伸びる。

最大周波数を超えると、スイッチングデバイスは満足に
動作しなくなる。当業者には明らかなように、直列共振
回路は矩形波信号に対して二次フィルタとして動作して
、出力電圧波形を定める。

第２図は直列共振インバ〜りに対する通常の制御ループ
の簡略化されたブロック図である。指令された出力ＶＲ
ＥＰは加算′Ｓ２２により点りの出力電圧Ｖ。ＵＴと比
較される。その結果として点Ａに得られる誤差信号ＶＥ
ＲＲが誤差増幅器２４に与えられる。好ましい誤差増幅
器は積分器である。しかし、特定の応用例では、比例プ
ラス積分補償器が好ましいことがある。点Ｃの誤差増幅
器２４の出力信号は、駆動信号を発生するための電圧−
周波数変換器２６に与えられる。駆動信号は半導体ペー
スドライバ２８を介してスイッチングデバイスＳｌ、Ｓ
２．Ｓ３およびＳ４に与えられる。インターナショナル
・レフティファイヤ社（Ｉｎｔｅｒｎａｔｌｏｎａｌ　
Ｒｅｃｔｌｒｌｅｒ　Ｃｏｍｐａｎｙ　）製のＩＲ２１
１０ブリツジドライバのような任意の通常のペースドラ
イバを用いることができる。

第３図は第１図の直列共振インバータについて出力電流
を変えたときの出力電圧と周波数の関係をグラフで表示
したものである。詳しく述べると、図示の曲線はほぼ０
．５マイクロフアラドのコンデンサおよびほぼ１２６．
７マイクロヘンリーのインダクタを持つ直列共振インバ
ータについて描いたものである。これらの回路パラメー
タによりインバータの共振周波数はほぼ２０キロヘルツ
（ｋｌｌｚ　）となる。異なる出力電流に対応する各曲
線について、一定出力電圧に於ける傾斜を計算すること
によって制御システムのループ利得ｖｏＵＴ／ｖＥＲＲ
を求めた。この結果を表１に示す。

表Ｉ この特定の共振インバータでは、５０ミリアンペア（ａ
＋Ａ）から５００１ＩＡまでの範囲でインバータの利得
がほぼ１：１３変化する。

第４図および第５図は出力電流がそれぞれ５゜ＩｍＡオ
ヨび５００ＩＩＩＡで、出力電圧ｖ。、Ｔ−１４０ボル
ト（Ｖ）のときの上記共振インバータに関するボード線
図である。インバータ・システムの周波数応答と安定度
はこれらのボード線図を解析することによって判定する
ことができる。特に、安定度に対する臨界点は−１の開
放ループ利得のところにある。すなわち、利得がθデシ
ベル（ｄＢ）で、移相が一１８０’の点にある。第４図
および第５図の各々について、プロットＩは第２図の点
Ａから点Ｃまでの誤差増幅器２４の利得を表わす。プロ
ット■は第２図の点Ｃと点りとの間のインバータの利得
を表わす。プロット■は第２図の点Ａと点りとの間の制
御システムのインバータのループ利得Ｖ。ＵＴ／ＶＥＲ
Ｒを表わす。

第４図に示すように、５０ｍＡの電流で１４０Ｖの出力
負荷状態のもとでは、インバータ利得は１゜６ｄＢであ
る。これらの出力状態のもとで、誤差増幅器は１００ヘ
ルツ（）Ｉｚ）の周波数でＯｄＢの利得になり、システ
ムのループ利得は約１５０　！ＩｚでＯｄＢになる。

第５図に示すように、５００＋ａＡの電流で１４０Ｖの
出力負荷状態では、誤差増幅器の利得がＯｄＢになるの
は第４図に示すのと同じであるが、システムのループ利
得がＯｄＢになるのは２２００ｔ（ｚで生じる。これら
の出力状態のもとてのインバータ利得は２４ｄＢである
。したがって、これらの出力負荷状態のもとてのシステ
ムの帯域幅は５０＋ｎＡの出力電流に於けるシステムの
ものより１０倍以上大きい。更に、システムは安定であ
り、インバータの動的システム応答は５００ｍＡ、１４
０Ｖでは５０ｍＡ、１４０Ｖの場合に比べて１０倍以上
早い。

上記の解析から、出力負荷状態の各組に対してインバー
タ利得の独特な値が存在することが明らかである。しか
し、本発明の新しく改良された共振インバータ制御シス
テムはこの効果を補償することにより、安定な動作を維
持しつつ、すべての出力負荷状態のもとてほぼ一定の帯
域幅を維持すると共に一定の制御システム利得を維持す
る。

第６図は本発明の新しいインバータ制御システムのブロ
ック図である。第６図のブロック図は第２図のブロック
図と類似しているが、負荷補償利得制御回路３０が負荷
されている点で相違する。

負荷補償利得制御（ＬＣＧＣ）回路は加算器２２から誤
差信号■ＥＲＲを受け、出力負荷状態の独特の各組に対
する独特の利得（または減衰）係数すなわち負荷補償係
数を与える。詳しく述べると、負荷補償利得制御回路３
０は上記の独特の各インバータ利得値に独特の利得（ま
たは減衰）係数すなわち負荷補償係数を乗算することに
よりすべての出力負荷状態にわたってほぼ一定のインバ
ータループ利得を維持する。

第７図は負荷補償利得制御回路３０の一実施例を示す。

誤差電圧■ＥＲＲが一定利得増幅器３２に与えられる。

一定利得増幅器３２の出力信号は可変利得回路３４に与
えられる。可変利得回路３４はプログラマブル乗算形デ
ィジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）で構成することが
好ましい。このＤＡＣ（３４）の利得はコンピュータに
よりプログラミングされていて、現在の負荷状態および
所望の負荷状態に応じてきめられる。詳しく述べると、
ＤＡＣ（３４）は利得ルックアップテーブルまたは中央
処理装置（ＣＰＵ）３５を使ってプログラミングされる
。各利得値は出力負荷状態の特定の組に対応するように
プログラミングされる。

たとえば、一定利得増幅器３２が２２．４ｄＢの一定利
得を持つ場合、上記共振インバータと本発明の制御シス
テムとの組合わせについてのデータを表Ｈに示しである
。

表 ■ 表■から明らかなように、第６図の点ＣからＤまでの独
特なインバータの利得は各出力負荷状態に対して通常の
システムのものと同じになっている。更に、負荷補償回
路３０は各出力負荷状態に対する独特な利得すなわち負
荷補償係数を持つ。

各々の場合において、可変利得回路３４によって定めら
れた対応する負荷補償係数がインバータ利得に乗算され
る。その結果、すべての出力負荷状態に対して２４ｄＢ
の一定のインバータループ利得が得られる。

第８図および第９図は出力負荷状態がそれぞれ５０１１
＾オヨび５００ａ＋Ａテｌ　４０Ｖ（Ｄときの本発明に
よる直列共振インバータ制御システムについてのボード
線図である。第８図および第９図の各々を第６図のブロ
ック図と共に参照して説明する。

プロットＩは点ＢとＣとの間の誤差増幅器２４の利得を
表わす。プロット■は点ＣとＤとの間のインバータ利得
を表わす。プロット■は点ＡとＢとのｊ■１の負荷補償
利得制御回路（ＬＣＧＣ）３０の利得を表わす。プロッ
ト■は点ＡとＤとの間の制御システムのループ利得を表
わす。

第８図と第９図を比較することにより両方の組の動作状
態のもとてインバータの帯域幅が同じであることがわか
る。更に制御システムのループ利得は両方の組の動作状
態に対して、またそれらの間の電流範囲内のすべての動
作状態の組に対して同じである。その結果、本発明の新
しいインバータ制御システムは出力電流のすべての値に
対して同じ速度で１４０Ｖの所望の出力電圧に近づく。

第１０図はループ補償利得制御回路３０の代りの実施例
を示す。抵抗の分圧回路網または他の周知の電圧センサ
のような出力電圧センサ４０が出力電圧ｖＯＵＴを継続
的に監視する。ホール効果センサまたは他の周知の電流
センサのような出力電流センサ４２が出力負荷電流ｌ０
ＵＴを継続的に監視する。電圧Ｖ。Ｕｌおよび電流Ｉ。

ＵＴの瞬時値が利得計算回路４４に入力信号として与え
られる。

利得計算回路４４はそれに対応する利得値ｇ（ＶＩ）を
計算する。たとえば表■ ０ＬＩＴ’　　ＯＵＴ に関する前に説明した場合では、利得計算回路４４はそ
の中のデータを使って利得値ｇ（ｖＯＵＴ　’■ＯＵＴ
　）を発生するように構成してもよい。誤差電圧Ｖ　　
および利得値ｇ（Ｖ　　　　Ｉ）がＥＲＲＯＵＴ’　　
ＯＵＴ アナログ乗算器４６に与えられる。アナログ乗算器４６
は電圧Ｖ　　と利得値ｇ（Ｖｌ）１：ＲＲＯＵＴ　’　
　ＯＵＴ とを乗算することによって利得（または減衰）係数を発
生する。

たとえば寄生コンデンサおよびインダクタのニ次効果に
よる高周波極（ｐｏｌｅ）を有し、かつ通常の制御シス
テムを使用するインバータは低出力電流で安定、高出力
電流で不安定となることがある。

したがって高出力電流では、システムのループ応答は一
１８０°の移相に対応する、４０ｄＢ／デイケード（ｄ
ｅｃａｄｅ）より大きい傾斜での零交差点を有する。本
発明による負荷補償回路を使うことにより、負荷補償係
数が帯域幅を小さくし、その後、帯域幅は一定に維持さ
れる。したがって、すべての動作状態のもとでシステム
の安定度が保証される。このような場合、負荷補償係数
は減衰係数である。

本発明の実施例を図示し説明してきたが、このような実
施例は例示のためのものに過ぎない。当業者は本発明を
逸脱することなく多数の変形、変更および置換を考え付
くことができょう。したがって、本発明は請求の範囲の
趣旨と範囲により限定される。

【図面の簡単な説明】

第１図は直列共振インバータを含む直流−直流変換回路
の概略回路図である。第２図は第１図の直列共振インバ
ータに対する従来の制御システムの概略ブロック図であ
る。第３図は第２図のシステムによって制御される第１
図の直列共振インバータの、特定の出力電流に於ける出
力電圧と周波数の関係を示すグラフである。第４図は第
２図のシステムの１４０ボルトで５０ミリアンペアの出
力負荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。 第５図は第２図のシステムの１４０ボルトで５０θミリ
アンペアの出力負荷状態に於けるボード線図を示すグラ
フである。第６図は本発明による直列共振インバータ制
御システムの概略ブロック図である。第７図は第６図の
インバータ制御システムで自°用な負荷補償利得制御回
路の概略ブロック図である。第８図は第６図のシステム
の１４０ボルトで５０ミリアンペアの出力負荷状態に於
けるボード線図を示すグラフである。第９図は第６図の
システムの１４０ボルトで５００ミリアンペアの出力負
荷状態に於けるボード線図を示すグラフである。第１０
図は第６図のインバータ制御システムで有用な負荷補償
利得制御回路の代替実施例の概略ブロック図である。 ［主な符号の説明］ １２・・・全波ブリッジインバータ、 １４・・・インダクタ、 １６・・・コンデンサ、 １８・・・変圧器、 ２０・・・全波整流器、 ３０・・・負荷補償利得制御回路、 ３４・・・可変利得回路、 ３５・・・中央処理装置、 ４０・・・出力電圧センサ、 ４２・・・出力電流センサ、 ４４・・・利得計算回路、 ４６・・・アナログ乗算器、 ８１〜Ｓ４・・・スイッチングデバイス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流−直流共振回路に於いて、 ２対の制御可能なスイッチ手段を持つ共振インバータで
   あって、各対のスイッチ手段が直列に接続されてそれら
   の間にそれぞれの接続点を形成し、この各対の直列接続
   されたスイッチ手段が外部の直流電源の両端間に並列に
   接続されている共振インバータ、 上記制御可能なスイッチ手段の接続点相互の間に接続さ
   れた、コンデンサとインダクタを含む直列共振回路であ
   って、上記インバータから矩形波電圧を印加されるよう
   に構成されている直列共振回路、 上記直列共振回路に誘導結合された全波整流器であって
   、その出力からほぼ一定の出力電流でほぼ一定の予め選
   定された出力電圧を供給するように構成されている全波
   整流器、ならびに 上記インバータの電圧利得を定めるための負荷補償利得
   制御手段であって、上記の予め選定された出力電圧およ
   び上記インバータの上記出力電流に対応する可変補償係
   数を発生して、電圧利得に上記補償係数を乗算すること
   により実質的に一定のインバータ利得を維持する負荷補
   償利得制御手段、を含むことを特徴とする直流−直流変
   換回路。 ２、上記負荷補償利得制御手段がプログラマブル・ディ
   ジタル−アナログ変換器を含み、該プログラマブル・デ
   ィジタル−アナログ変換器がこのプログラミング手段に
   応答して上記可変補償係数を発生する請求項１記載の直
   流−直流変換回路。 ３、上記プログラミング手段が、上記の予め選定された
   出力電圧および上記出力電流の各組合わせに対応するそ
   れぞれ別個の利得値を含むインバータ利得探索テーブル
   を含んでいる請求項２記載の直流−直流変換回路。 ４、上記負荷補償利得制御手段が、 瞬時出力負荷電圧を継続的に監視する電圧検知手段、 瞬時出力負荷電流を継続的に監視する電流検知手段、な
   らびに 上記電圧検知手段および上記電流検知手段に応答して、
   瞬時出力負荷電圧および瞬時出力負荷電流に対応する上
   記補償係数を計算するアナログ計算手段 を含んでいる請求項１記載の直流−直流変換回路。 ５、矩形波信号を発生して、直列共振回路に該矩形波信
   号を印加するための制御可能なスイッチ手段を含む共振
   インバータが、その出力からほぼ一定の予め選定された
   出力電圧およびほぼ一定の出力電流を供給するように、
   該共振インバータを制御する方法に於いて、上記の予め
   選定された出力電圧および上記の出力電流に対応する上
   記インバータの電圧利得を決定するステップ、ならびに 上記の予め選定された出力電圧および上記の出力電流に
   対応する補償係数を上記インバータ電圧利得に乗算する
   ことによりインバータ利得を実質的に一定にするステッ
   プ、 を含むことを特徴とする共振インバータの制御方法。 ６、プログラマブル、ディジタル−アナログ変換器を設
   け、該ディジタル−アナログ変換器をプログラミングし
   て、その中にインバータ利得ルックアップテーブルを記
   憶させ、上記の予め選定された出力負荷電圧および上記
   出力負荷電流に対応するインバータ利得のそれぞれの値
   を検索することを更に含む請求項５記載の共振インバー
   タの制御方法。 ７、上記の予め選定された出力電圧および上記出力電流
   に対応する上記インバータの電圧利得を決定する上記ス
   テップが、瞬時出力負荷電圧および瞬時出力負荷電流を
   継続的に監視し、瞬時出力負荷電圧および瞬時出力負荷
   電流に対応する上記インバータ利得を計算することを含
   む請求項５記載の共振インバータの制御方法。