JPH03108875A - クランプ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、クランプ装置に関する。特にＭＵＳＥデコー
ダ、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータの入力段のク
ランプ装置に関する。

（ロ）従来の技術 高品位映像信号を帯域圧縮して放送衛星を用い伝送する
方式として多重サブナイキストサンプリングエンコード
方式（ＭＵＳＥ方式）がＮＨＫ（日本放送協会）より提
案され、ＮＨＫ１９ｊ星第２チャンネル（衛星第１１チ
ヤンネル）で放送されている。

この方式は、衛星放送の単一チャンネル（帯域幅２７Ｍ
Ｈｚ）で高品位映像信号を伝送するためにこの高品位映
像信号を帯域圧縮エンコーダにより、帯域８．１ＭＨｚ
の帯域圧縮映像信号（ＭＵＳＥ信号）に変換するもので
ある。

尚、ＭｔＪＳＥ方式については、以下の文献等に紹介さ
れている。

（ａ）ＮＨＫ技術研究、昭和６２年第３９巻第２号通巻
第１７２号、１Ｂ（７６）頁〜５３（１１１）頁、二宮
、大域、和泉、合意、岩館著ｒＭＵＳＥ方式の開発」 （ｂ）　　日経マグロウヒル社発行の雑誌「日経エレク
トロニクス、１９８７年１１月２日号、Ｎａ２Ｓ２」、
１８９頁〜２１２頁、二宮著「衛星を使うハイビジョン
放送の伝送方式　ＭＵ　Ｓ　ＥＪこのＭＵＳＥ方式によ
る帯域圧縮映像信号（ＭＵＳＥ信号）は、上記文献にも
示される様に第１１図の様な信号割り合てとなっている
。

このＭＵＳＥ信号は１フイールド毎の特定ラインに映像
信号振幅の中間レベルを示すクランプレベル信号を多重
している。又、水平同期信号は、第１２図に示す様に正
極同期であり、又、ライン反転している。尚、＃１〜＃
１２はサンプリング点を示している。

帯域圧縮デコーダ（ＭＵＳＥデコーダ）では、ＡＤ変換
回路の前段でクランプレベル信号に基づき水平同期タイ
ミング信号（水平クランプパルス）で、クランプして、
水平同期部分をクランプレベルにしている。

第１３図は従来の帯域圧縮デコーダ（ＭＵＳＥデコーダ
）の入力回路のブロック図を示す。図から明らかな様に
、映像信号入力端子（１）に入力された帯域圧縮映像信
号は、第１バツフアアンプ（２）にて直流増幅される。

増幅出力は直流カット用コンデンサ（３）を介して第２
バツフアアンプ（４）に入力され、その出力はＡＤ変換
回路（５）に於てデジタル化される。

また、クロック再生分配回路（６）は、デジタル化され
た信号より、フレーム同期信号及び水平同期信号の他、
これらに同期したりサンプルクロック（１６，２ＭＨｚ
）、前記リサンプルクロックの分周出力やタイミング信
号を再生し、帯域圧縮デコーダの各回路に供給している
。

クランプレベル演算回路（７）はクランプレベル信号期
間のＡＤ変換データに基づきクランプレベルを演算して
クランプ電圧を導出している。クランプスイッチ（８）
は水平同期信号に同期した信号（水平クランプパルス）
により閉路して、先に形成したクランプ電圧を抵抗（９
）と直流カット用コンデンサ（３）にて形成される時定
数回路に供給してクランプを実行している。

このクランプスイッチ（８）、抵抗（９）、コンデンサ
（３）はアナログのクランプ回路を形成している。

（１０）はＭＵＳＥデコード回路であり、デジタル化さ
れたＭＵＳＥ信号より、元の高品位映像信号を復調して
、出力する。（１１）はハイビジョン用モニタデイスプ
レィである。

ところで、このクランプ回路は、エネルギー拡散信号除
去回路を兼ねている。つまり、ＭＵＳＥ信号はＦＭ変調
されて衛星放送として使用される。

そして、衛星放送では特定の周波数にエネルギが集中す
るのを防止するためにエネルギ拡散信号（三角波）を重
畳することになっている。第１４図は上述の帯域圧縮映
像信号に於けるエネルギ拡散信号の例を示す。エネルギ
拡散信号はこの場合周波数３０Ｈｚ、周波数偏移６００
ＫＨｚに対応する振幅の三角波である。

このエネルギ拡散信号の振幅レベルは、帯域圧縮映像信
号の振幅レベルに比べ小さいが、やはりこのエネルギ拡
散信号を除去しないと輝度レベルに差が生じる。このた
め少なくともこの三角波を使用者が気付かない程に圧縮
しないといけない。

このため、エネルギ拡散信号除去回路が必要となる。こ
の除去回路としては、エネルギ拡散信号と逆極性の三角
波を作成して減算する回路と、クランプ回路とが、良く
知られている。

除去回路として動作するクランプ回路の波形を第１５図
（ａ）示す。エネルギ拡散信号は図の如く傾斜している
が、クランプ回路は水平クランプパルスが入力されるた
びに映像信号の直流レベルをクランプレベル演算回路か
らのクランプレベルに合わせる。このため、クランプ後
の映像信号の直流レベルは、ｌ水子期間に於いてΔＶの
輝度レベルの差を持つが、これは使用者には気付かない
程であり、実際上問題は発生しない。

しかし、この様に水平クランプパルス部分で完全にクラ
ンプレベルに合わせるには、クランプ回路の時定数を小
さく設定しなくてはならない。しかし、この様にすると
同期信号部分での波形歪みが大きくなるという不具合を
生じてしまう。

つまり、ＭＵＳＥ信号の場合前記クランプ位置に対応す
る水平同期信号は正極同期であって第１２図に示す形状
である。前記クロック再生分配回路（６）はこの水平同
期信号の形状を監視して再生クロックの位相を決定する
。したがって、この形状を持つ信号部分をキードクラン
プする際、クランプにより同期信号波形のひずみ、変形
が生じないように留意することが必要である。そのため
、前記クランプ時定数の値には自ずから制限がある。

実際には、前記ＭＵＳＥデコーダの再生映像においてフ
リッカ−を検知できない程度にまで、前記エネルギー拡
散信号を圧縮することを設計目標として前記クランプ時
定数の値を決定する。この様な値に時定数を選ばれたク
ランプ回路の波形を第１５図（ｂ）に示す。

このエネルギ拡散信号の除去を第１５図を参照しつつ数
式で説明する。

水平クランプパルスの時間長をｔ、エネルギー拡散信号
の１水平期間内の非クランプ期間に於ける振幅の変化量
を△■、クランプ時定数をτとすると、ｋ回りランプを
行った帯域圧縮映像信号の直流レベルＶｋは漸化式 ％式％ と表わされ上式を変換すると、 Ｖ、＝ΔＶ＋（１−ｅ−ｋ　ｊ／ｒ）　／　（１−ｅ−
７，）となる。エネルギ拡散信号１７２周期に於けるク
ランプ実施回路をｎ回とすると、 Ｖ、＝ΔＶ　（１−ｅ−””）　／　（１−ｅ−Ｉ／ｆ
）□（１） となる。つまり、エネルギ拡散信号を除去するためには
、前記Ｖ、が十分に小さくなる様クランプ時定数τを小
さく設定してクランプの応答を速くすればよい。

さて、第１式を考えた場合前記のエネルギー拡散信号の
振幅圧縮の程度を大きくしようとするクランプ時定数以
外の方法は、クランプパルス幅を大きく取るという方法
がある。

つまり、前記クランプスイッチ（８）の閉成している時
間が長くなることは前記クランプ時定数が短くなったと
等価であり、基本的にクランプパルス幅を調整すること
で前記エネルギー拡散信号の振幅圧縮動作を目標値に近
付けることは可能である。

つまり、クランプ時定数自身を小さくする代わりにクラ
ンプパルス幅を長くすれば、回路は良好に動作する。

ところが、第１２図に示すＭＵＳＥ信号の水平同期信号
部分においては次に述べる理由からクランプパルス幅の
大きさに制限がある。

例えば第１２図の＃１、＃１１の画素のレベルは、規格
で決定しておらず、以下の３つの案が示されている。

ａ、それぞれ６４／２５６もしくは１９２／２５６のレ
ベルをとる。ｂ、＃１の場合画面右端部分のＹ信号レベ
ルを、＃１１の場合画面左端部分のＣ信号レベルをその
ままとる。Ｃ，＃１の場合画面右端部分のＹ信号レベル
と＃２のレベルとの平均値、＃１１の場合画面左端部分
のＣ信号レベルと＃ｌＯのレベルとの平均値をとる。

この様に、＃１と＃１１の画素のレベルは一定でなく、
不安定な要素を含んでいる。

又一方、ＭＵＳＥエンコーダ（図示せず）の出力部分に
具備されている伝送マツチングフィルタは伝送するＭＵ
ＳＥ信号の各画素間に波形干渉が生じないような周波数
・位相特性を示すよう調整される。したがって、前記Ｍ
ＵＳＥデコーダのクランプ回路に入力されるＭＵＳＥ信
号の水平同期信号の両端部分にはその伝送マツチングフ
ィルタ特性による波形のオーバーシュート、アンダーシ
ュート（リンギング）が現れる。特に、画面右端のＹ信
号レベルや画面左端のＣ信号レベルが６４／２５６もし
くは１９２／２５６のレベルと大きく掛けはなれた値を
示すような場合そのオーバーシュート、アンダーシュー
トの値そのものも大きくなる。このため水平同期信号部
分が第１６図（ａ）に示す様に変形してしまう場合があ
る。

このように、クランプ回路に入力されるＭＵＳＥ信号の
水平同期信号の両端部分には前述したように左端部分と
右端部分において無相関であるオーバーシュート、アン
ダーシュートが生じており、実際には前記＃２〜＃１０
の間の直流レベルは厳密には１２８／２５６に一致しな
い。

このため、前記水平クランプパルス幅を第１６図すの如
く狭くし前記水平同期信号部分の左端部分と右端部分に
おいて発生するオーバーシュート、アンダーシュートの
影響を受けない様にしなければならない。

（ハ）発明が解決しようとする課題 上記の如く、受信ＭＵＳＥ信号を受信するためには、ク
ランプ時定数を小さく設定した方が良い。しかし、クラ
ンプ時定数を小さくすると、波形歪が生じたり、ドロッ
プアウト発生時に、誤ったレベルにクランプされてＡ／
Ｄ変換回路（５）の入力範囲より、ピーク部分が逸脱す
る慣れがある。

本発明は、クランプ時定数を小さくしなくともエネルギ
拡散信号が付加された受信ＭＵＳＥ信号が入力された場
合に、良好に動作するクランプ装置を提供することを目
的とする。

（ニ）課題を解決するための手段 本発明のクランプ装置は、入力されたＭｔＪＳＥ信号よ
り水平同期信号期間を検出する同期回路（６）と、この
同期回路からの水平同期タイミング信号により入力され
たアナログのＭＵＳＥ信号をクランプするアナログクラ
ンプ回路（１２）と、このアナログクランプ回路（１２
）からのＭＵＳＥ信号をデジタルのＭＵＳＥ信号に変換
するＡ／Ｄ変換回路（５）と、このデジタルのＭＵＳＥ
信号の所定の水平同期信号期間のレベルと基準レベル値
とを比較してクランプ誤差を検出する検出回路（１５）
（１３）と、この検出回路（１５）（１３）の出力によ
り前記デジタルのＭＵＳＥ信号のレベルをシフトせしめ
るデジタルクランプ回路（１７）と、を備えることを特
徴とする。

（ホ）作用 本発明に依れば、アナログクランプ回路（１２）で直流
分再生及び三角波の多少の除去を行なった後に、デジタ
ルクランプ回路（１７）で三角波の除去を再度行う。

（へ）実施例 第１図及び第２図を参照しつつ、本発明の一実施例を説
明する。尚、第１１図乃至第１６図と同一部分に−は同
一符号を付した。

第１図に於いて、（１３）は水平同期信号期間レベル検
出回路である。この水平同期信号期間レベル検出回路（
１３）は、第２図の水平同期信号のタイミング＃６のレ
ベル（以下、Ｂと称す）を検出する。

尚、本実施例では、波形歪及び誤差を小さくするために
＃５及び＃７のレベル（ＡとＣと称す）をも考慮して検
出している。つまり、この水平同期信号期間レベル検出
回路は、 の演算を行って、＃６のレベルＢ゛として出力する。尚
、この＃６のレベルＢ′は、規格では１２８／２５６レ
ベルである。

（１４）は基準レベル（１２８／２５６）を出力する基
準レベル出力回路である。

（１５）は、検出した＃６のレベルＢ′と基準レベルを
比較する比較回路である。

（１６）はリミッタ回路であり比較回路出力のレベル制
限を行う。

（１７）はデジタルクランプ回路として作用するレベル
シフト回路である。このレベルシフト回路（１７）はＲ
ＯＭより為る。このレベルシフト回路（１７）はＡ／Ｄ
変換器（５）からのデジタルのＭＵＳＥ信号のレベルを
リミッタ回路（１６）を介した比較回路（１５）からの
信号によりシフトせしめる。つまり、このレベルシフト
回路（１７）は水平同期信号の＃６のレベルを（正確に
は前記（２）式のレベルを）１２８／２５６レベルとせ
しめる。

水平同期信号期間レベル検出回路（１３）に於いて、（
ｔｓ）（１９）が１画素遅延素子、（２ｏ）は加算器、
（２１）は１／２倍器、（２２）は加算器、（２３）は
１７２倍器、（２４）はラッチ回路である。（ｊ）はラ
ッチ回路（２４）用のラッチパルスを伝達する信号線で
あり、このラッチパルスは、１画素遅延素子（１８）が
＃６の信号を出力している時に、クロック再生分配回路
（同期回路６）より出力される。この時の各回路の出力
を下記に示す。

１画素遅延素子（１８）入力　＃７の信号Ｃ１画素遅延
素子（１８）出力　＃６の信号Ｂ１画素遅延素子（１９
）出力　＃５の信号Ａ１／２倍器（２１）出力　（Ａ　
＋　Ｃ）／２１７２倍器（２３）出力　（（Ａ＋Ｃ）／
２＋Ｂ）／２＝Ｂ’そして、ラッチ回路（２４）は次の
ラッチパルスが入力されるまでの間（１水平走査期間）
この出力（Ｂ′）を保持する。

上記動作を説明する。

入力されたＭＵＳＥ信号は、Ａ／Ｄ変換された後にクロ
ック再生分配回路（６）に入力される。

クロック再生分配回路（６）は、サンプリングクロック
、水平同期及び垂直同期成分を検出して、各種タイミン
グ信号を再生する。

そして、アナログクランプ回路（１２）は水平同期信号
に対応する水平クランプパルスにより、水平同期期間を
クランプレベルにクランプする。

このクランプ動作により、ＭＵＳＥ信号の直流分再生が
行なわれると共に、入力ＭＵＳＥ信号がエネルギー拡散
信号を含んでいる場合は、このエネルギー拡散信号の多
少の除去（振幅圧縮）が行なわれる。尚、この回路の時
定数は歪及びドロップアウトによる誤動作を防止するた
めに大きく設定されている。

この様にして、直流分再生及びエネルギ拡散信号の多少
の除去が行なわれたアナログのＭＵＳＥ信号は、Ａ／Ｄ
変換器（５）でデジタル信号に変換される。しかし乍ら
、エネルギ拡散信号の除去は充分に行なわれていない。

そこで、このデジタルのＭＵＳＥ信号の水平同期期間の
レベル（特に＃６タイミングのレベル）が、所定レベル
（１２８／２５６）になるように、このデジタルのＭＵ
ＳＥ信号のレベルをレベルシフト回路（１７）でシフト
せしめる。

このシフトのレベルの検出は、以下の如く行う。つまり
、水平同期信号期間レベル検出回路（１３）で水平同期
期間のレベル（特に＃６タイミングのレベル）を検出す
る。そして、このデジタルのＭＵＳＥ信号の水平同期期
間のレベル（Ｂ′）と所定レベル（１２８／２５６）と
の差を比較回路（１５）で比較して誤差分を検出する。

そして、この誤差分を取り除く様にデジタルのＭＵＳＥ
信号のレベルをシフトせしめる。これにより、エネルギ
ー拡散信号の除去が行なえる。

尚、リミッタ回路（１６）は、ドロップアウトにより、
水平同期信号レベル検出回路（１３）出力が大きく変動
するのを防止している。尚、このリミッタ回路（１６）
は、減算！　（１６）の出力側に設けたが、これは、通
常時の出力レベル範囲を逸脱した時に、制限するもので
あり、回路（２４）又は回路（２３）又は回路（１８）
の出力側に、夫々設けても良い。又、これは、通常レベ
ル範囲を逸脱した時に、１ライン前の出力値を再び出力
する置換回路としても良い。

尚、上記第１実施例に依れば、エネルギー拡散信号を含
むＭＵＳＥ信号を受信しても、第１５図ａに示す様に水
平同期期間のレベルを所定レベルに設定することが出来
る。しかし、１水平走査期間中のエネルギー拡散信号に
よるレベル差（△Ｖ）は除去出来ない。現在、この１水
平走査期間中のエネルギー拡散信号によるレベル変動は
前述した様にあまり問題とならないが、第３図に、この
変動分をも除去する第２実施例を示す。

第３図に於いては、デジタルクランプ回路の周辺のみを
示す。尚、この他の回路は第１図と同様である。（２５
）はレベル変動検出回路である。（２６）は三角波作成
回路である。この三角波作成回路（２６）はラッチパル
スにより水平同期タイミングでトリガーされる。（２７
）はレベル変動値（△Ｖ）に応じた三角波を作成するた
め乗算器である。（３０）は加算器である。

レベル変動検出回路（２５）に於いて、（２８）はラッ
チ回路である。（２９）は減算器である。ラッチ回路（
２８）はラッチパルスより動作し、比較回路（１５）の
出力をラッチする。つまり、比較回路（１５）より、基
準レベルと実際の水平同期信号のレベル差を出力してい
る時ラッチ回路（２８）は１水平走査期間前のレベル差
を出力している。（２９）は減算器である。この減算器
（２９）は、１水平走査期間の水平同期信号のレベル差
（ΔＶ）を出力する。

第２実施例では、レベル変動検出回路（２５）により、
エネルギー拡散信号によるｌ水平走査期間内のレベル変
動（△Ｖ）を検出し、これに対応した振幅の三角波を乗
算器（２７）で作成し、この出力を加算器（３０）を介
してレベルシフト回路（１７）に入力してエネルギー拡
散信号の除去をより充分に行う。

ところで、クロック再生分配回路（６）で再生されたク
ロック信号の位相と、入力ＭＵＳＥ信号の位相がずれる
と、上記実施例の回路では、水平同期信号期間レベル検
出（第４図に示す中点電位Ｂ”）の検出が良好に行なわ
れない。

つまり、第４図（ａ）（ｃ）に示す様にクロック信号の
位相がずれると、Ｂのレベルは、中点電位Ｂ”のレベル
とは異なる。

これを補正する本発明の第３実施例を第５図に示す。こ
の第５図の回路では、第４図に示すタイイング＃４と＃
８のレベルＤ、Ｅを平均化して中点電位Ｂ”として出力
する。つまり、水平同期信号期間レベル検出回路（１３
）の出力Ｂ”は下記の如くなる。

第５図に於いて、（３１）（３２）（３３）（３４）は
１画素遅延素子である。（３５）は加算器、（３６）は
１７２倍器、（２４）はラッチ回路である。（１０’）
は音声デコード回路である。

この第３実施例では、ラッチ回路（２４）の入力が（Ｅ
＋Ｄ）／２となるタイミングでクロック再生分配回路（
６）がラッチパルスを出力する。

しかし、入力ＭＵＳＥ信号は、第１６図（ａ）に示した
様にリンギング等が発生している。このたＢ”°とは正
確には一致しない。この誤差を△ＣＯｍｐとする。この
誤差ΔＣｏｍｐは、クロック信号の位相ズレに対応する
。又、この位相ズレは、。この関係を第７図に示す。こ
のため、この誤差△Ｃｏｍｐを補正する。第４実施例を
第８図に示す。尚、この実施例では、誤差△Ｃｏ　ｍ　
ｐの作成は、位相ズレと対応関係のある第６図すのΔＰ
の差ΔＣｏｍｐをテーブルとして書き込んであるＲＯＭ
　（３８）を使用することにより行う。この△Ｐの値で
あれば、水平同期信号の極性に関係なく△Ｃｏ　ｍ　ｐ
の値を求められる。

第８図に於いて、（３７）は第６図の△Ｐを求める減算
器、（３８）は△Ｐより誤差ΔＣｏ　ｍ　ｐを求めるテ
ーブルを作成するＲＯＭ、（３９）は誤差ΔＣｏｍ正規
の中点電位Ｂ″゛を求める加算器である。

尚、第８図に於いて、ラッチパルス入力時の、減算器（
１５）出力はＢ″’　−１２８／２５６である。

尚、上記第４実施例では、ＲＯＭ　（３８）は△Ｐより
△Ｃｏｍｐを出力したが、例えば、△ＰとするＲＯＭ（
３８’）としても良い。

尚、上記第１〜第４実施例では、比較回路（１５）を水
平同期信号期間レベル検出回路（１３）の後段に配置し
たが、これは、どこでも良く、例えば第９図の第５実施
例の如くしても良い。

第９図に於いて、ラッチパルス入力時のＥ＋Ｄ １／２倍器（３６）出力は　　　　　−１２８／２５６
ＮＤ 減算器（３７）出力はＢ−１２８／２５６−（−−１２
８／２５６）＝Ｂ−Ｅ＋Ｄ ＝△Ｐ Ｅ＋Ｄ 加算器（３９）出力は　　　−１２８／２５６＋ΔＣｏ
ｍｐ期間レベル検出回路であり、水平位相同期ループ＝
　Ｂ　”’　−１２８／２５６ である。

又、上記実施例では水平同期信号期間レベル検出回路（
１３）を独自に作成したが、例えば、クロック再生分配
回路（６）内の水平位相同期ループ回路（４０）の一部
と兼用しても良い。

この第６実施例を第１０図に示す。尚、水平位相同期ル
ープ回路（４０）及びフレームパルス検出回路（４１）
は前述の文献にも示され、公知の回路である。

つまり、水平位相同期ループ回路（４０）内で、Δたも
のである。

第１０図に於いて、（４０）は水平位相同期ループ回路
である。（４０ａ）はΔＰ用高出力端子（４０ｂ）は作
成する。

尚、第１０図に於いて、（４２）（４３）は２画素遅延
素子、（４４）は加算器、（４５）は１７２倍器、（４
６）は減算器、（４７）は水平同期の極性に応じて減算
器出力の反転／非反転を行う反転器、（４８）は位相ず
れの信号を出力するラッチ回路、（４９）はローパスフ
ィルタである。このローパスフィルタ（４９）はラッチ
回路（４８）出力をアナログ量に変換して出力する。

（５０）は電圧制御発振回路である。（５１）は分周器
であり、クロック信号、内部水平同期信号、水平極性信
号、内部フレームパルス信号を作成する。

（５２）はラッチパルス等の各種タイミング信号を作成
する信号作成回路である。

（５３）は内部フレームパルスと、フレームパルス検出
回路（４１）からの外部フレームパルスとを比較して、
同期外れを検出する位相比較回路である。

（５４）は同期外れ時に、内部信号（内部フレームパル
ス、内部水平同期信号等）を外部フレームパルスに位相
同期させるために、前記分周器（５１）にリセット信号
を供給するためのスイッチであり、このスイッチ（５４
）は位相比較回路（５３）出力で制御される。

第１７図は本発明の第７実施例を示す。この例は、ＲＯ
Ｍテーブル（３８）を使用せずに、リンギングによる誤
差△Ｃｏｍｐを除去するものである。

つまり、第５図に示した様に、水平同期信号の極性はラ
イン反転するので、第１８図に示す様に、ｎラインとｎ
＋１ラインの検出レベルを平均化すれば中点電位Ｂ″″
を求めることが出来る。

尚、第１７図では、レベルＡ、Ｂ、Ｃを使って平均化し
た。（５５）はラッチ回路である。（５６）は加算器、
（５７）は１７４倍器である。ラッチ回路（２４）はは
２ラインの平均中点電位Ｂ″″を出力する。

尚、第１７図では、ラッチ回路（５５）及び加算器（５
６）で平均化したが、これは、積分回路を用いて平均化
しても良い。又、第１７図のリミッタ回路（１６）の出
力を積分しても良い。こうすれば、ドロップアウト時の
誤差を減少させることが出来る。

（ト）発明の効果 上述の如く、本発明に依れば、アナログクランプ回路（
１２）により、ＭＵＳＥ信号をあまり歪ませることなく
直流分再生及びエネルギー拡散信号の多少の除去が行な
える。そして、デジタルクランプ回路（１７）（１７’
）により、エネルギー拡散信号の除去を充分に行なうこ
とが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示す図である。 第２図はその動作を説明するための図である。 第３図は本発明の第２実施例を示す図である。 第４図はクロック位相ずれを説明するための図である。 第５図は本発明の第３実施例を示す図である。 第６図はリンギングとクロック位相ずれによる誤差を説
明するための図である。 第７図は位相ずれと誤差の関係を示す図である。 第８図は本発明の第４実施例を示す図である。 第９図は本発明の第５実施例を示す図である。 第１０図は本発明の第６実施例を示す図である。 第１１図はＭＵＳＥ信号の割り当てを示す図、第１２図
はＭＵＳＥ信号の水平同期信号を示す図、第１３図は従
来のＭＵＳＥ信号デコーダを示す図、第１４図はエネル
ギー拡散信号を示す図、第１５図は三角波除去動作を説
明するための波形図、第１６図は水平同期信号部分のオ
ーバーシュート、アンダーシュートを説明するための図
である。 第１７図は本発明の第７実施例を示す図、第１８図はそ
の説明のための図である。 （６）・・・クロック再生分配回路（同期回路）、（１
２）・・・アナログクランプ回路、（５）・・・Ａ／Ｄ
変換器（Ａ／Ｄ変換回路）、（１５，１３，１３’）・
・・検出回路、（１７）（１７°）・・・レベルシフト
回路（デジタルクランプ回路）、 （１４）・・・基準レベル出力回路、 （１３）（１３’）・・・水平同期信号期間レベル検出
回路、 （１５）・・・比較回路、 （１６）・・・リミッタ回路（置換手段）。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力されたＭＵＳＥ信号より水平同期信号期間を
   検出する同期回路（６）と、 この同期回路（６）からの水平同期タイミング信号によ
   り入力されたアナログのＭＵＳＥ信号をクランプするア
   ナログクランプ回路（１２）と、このアナログクランプ
   回路（１２）からのＭＵＳＥ信号をデジタルのＭＵＳＥ
   信号に変換するＡ／Ｄ変換回路（５）と、 このデジタルのＭＵＳＥ信号の所定の水平同期信号期間
   のレベルと基準レベルとを比較してクランプ誤差を検出
   する検出回路（１５、１３）と、この検出回路（１５、
   １３）の出力により前記デジタルのＭＵＳＥ信号のレベ
   ルをシフトせしめるデジタルクランプ回路（１７）（１
   ７’）と、 を備えることを特徴とするクランプ装置。
2. （２）前記検出回路（１５、１３、１３’）は、このデ
   ジタルのＭＵＳＥ信号の所定の水平同期信号期間のレベ
   ルを検出する水平同期信号期間レベル検出回路（１３）
   （１３’）と、 この水平同期信号期間レベル検出回路（１３）（１３’
   ）からの出力と基準レベル値とを比較する比較回路（１
   ５）と、 からなることを特徴とする請求項１のクランプ装置。
3. （３）前記検出回路（１５、１３、１３’）は、前記デ
   ジタルのＭＵＳＥ信号と基準レベル値とを比較する比較
   回路（１５）と、 この比較回路（１５）の出力の水平同期信号期間のレベ
   ルを検出する水平同期信号期間レベル検出回路（１３）
   と、 からなることを特徴とする請求項１のクランプ装置。
4. （４）前記所定の水平同期信号期間のレベルは、中点電
   位（Ｂ、Ｂ’、Ｂ”、Ｂ”’、Ｂ””）であることを特
   徴とする請求項１のクランプ装置。
5. （５）前記所定の水平同期信号期間のレベルを、２以上
   の偶数個のラインで平均化してリンギングの影響による
   誤差（ΔＣｏｍｐ）を減少せしめたことを特徴とする請
   求項１のクランプ装置。
6. （６）前記検出回路（１５、１３）の出力が、ドロップ
   アウト発生時に大きく変動しないように前記検出回路（
   １５、１３）の出力を制限するリミッタ回路（１６）を
   設けたことを特徴とする請求項１のクランプ装置。
7. （７）前記検出回路（１５、１３、１６）の出力が、ド
   ロップアウト発生時に大きく変動しないように前記検出
   回路（１５、１３、１６）内の信号が通常レベル範囲を
   逸脱した時に、１ライン前の信号値で置換して出力する
   置換手段（１６）を設けたことを特徴とするクランプ装
   置。
8. （８）前記検出回路（１５、１３）の出力を積分して前
   記デジタルクランプ回路（１７、１７’）に出力する積
   分回路を設けたことを特徴とするクランプ装置。