JPH027710A - 横フィルタ - Google Patents
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- JPH027710A JPH027710A JP1015188A JP1518889A JPH027710A JP H027710 A JPH027710 A JP H027710A JP 1015188 A JP1015188 A JP 1015188A JP 1518889 A JP1518889 A JP 1518889A JP H027710 A JPH027710 A JP H027710A
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- 230000006870 function Effects 0.000 description 12
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/028—Polynomial filters
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
- G06F17/10—Complex mathematical operations
- G06F17/17—Function evaluation by approximation methods, e.g. inter- or extrapolation, smoothing, least mean square method
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野〕
本発明は、モデムのような変復調装置に係り、特に第1
速度でサンプリングされたデジタル信号サンプルを第2
速度でサンプリングされたデジタル・サンプルに移行さ
せる変復調装置の補間回路として用いられる連続的に変
化するデジタル遅延線に関する。
速度でサンプリングされたデジタル信号サンプルを第2
速度でサンプリングされたデジタル・サンプルに移行さ
せる変復調装置の補間回路として用いられる連続的に変
化するデジタル遅延線に関する。
[従来技術の説明コ
ある種のデジタル応用装置においては、第1サンプリン
グ・クロック速度で操作されているデジタル・システム
から第2クロック速度で操作されているデジタル・シス
テムへアナログ信号のデジタル・サンプルが転送される
場合、二つのサンプル・クロック速度間を補間するため
のいわゆる補間装置が必要となる。このような補間のた
めの1つの方法が、1985年7月2日に発行された発
明者がライ。イト−の米国特許第4.527.020号
に開示されている。このイト−の装置においては、通常
横フィルタと呼ばれるデジタル・フィルタが補間を行っ
ており、第1サンプリング・クロック信号(CK2)の
サンプリング・インターバルは、複数のセグメントに分
けられ、このセグメントの夫々はフィルタ・タイプ係数
の夫々のグループと関係している。第2サンプリング・
クロック信号(CKI)が発生する際、補間されるべき
デジタル・サンプルは、第2サンプリング・クロック信
号の時に存在するインターバルのそのセグメントと関係
するタップ係数のグループをデジタル・フィルタに供給
することにより得られる。
グ・クロック速度で操作されているデジタル・システム
から第2クロック速度で操作されているデジタル・シス
テムへアナログ信号のデジタル・サンプルが転送される
場合、二つのサンプル・クロック速度間を補間するため
のいわゆる補間装置が必要となる。このような補間のた
めの1つの方法が、1985年7月2日に発行された発
明者がライ。イト−の米国特許第4.527.020号
に開示されている。このイト−の装置においては、通常
横フィルタと呼ばれるデジタル・フィルタが補間を行っ
ており、第1サンプリング・クロック信号(CK2)の
サンプリング・インターバルは、複数のセグメントに分
けられ、このセグメントの夫々はフィルタ・タイプ係数
の夫々のグループと関係している。第2サンプリング・
クロック信号(CKI)が発生する際、補間されるべき
デジタル・サンプルは、第2サンプリング・クロック信
号の時に存在するインターバルのそのセグメントと関係
するタップ係数のグループをデジタル・フィルタに供給
することにより得られる。
発明者イト−の補間装置の精度は、第1サンプリング・
クロックのインターバルを多数のセグメントに分割する
ことにより改善される。しかしながら、このようにすれ
ば、多数の異なるグループのタップ係数をメモリに記憶
する装置が必要となる。この多数の異なるグループのタ
ップ係数を記憶することにより、特にデジタル・フィル
タがマルチ・タップ横フィルタの場合扱いにくくなるの
で問題である。
クロックのインターバルを多数のセグメントに分割する
ことにより改善される。しかしながら、このようにすれ
ば、多数の異なるグループのタップ係数をメモリに記憶
する装置が必要となる。この多数の異なるグループのタ
ップ係数を記憶することにより、特にデジタル・フィル
タがマルチ・タップ横フィルタの場合扱いにくくなるの
で問題である。
(発明の概要)
異なるサンプリング速度を補間するために用いられる従
来の補間装置においては、補間されたサンプルは、複数
の異なるグループのフィル、り・タップ係数の内の一つ
を用いることにより発生する。
来の補間装置においては、補間されたサンプルは、複数
の異なるグループのフィル、り・タップ係数の内の一つ
を用いることにより発生する。
本発明によれば、この従来のものとは異なり、連続的に
変化するデジタル遅延線として設けられた横フィルタが
、フィルタ・タップの係数がn時限の多項式の係数及び
2つのクロック速度間の遅延の関数として発生するタイ
ミング・インターバルのいかなる点における異なるサン
プリング速度間の補間を行うために用いることができる
。こうしてタイミングΦインターバルにおける特定の時
点で信号サンプルの精度の良い補間に必要とされる遅延
線の係数は、その時点で発生する。それゆえ本発明は、
補間プロセスの際精度の向上を図るため、必要以上に多
数の異なるグループの係数をメモリに記憶する必要がな
いので、非常に有効である。
変化するデジタル遅延線として設けられた横フィルタが
、フィルタ・タップの係数がn時限の多項式の係数及び
2つのクロック速度間の遅延の関数として発生するタイ
ミング・インターバルのいかなる点における異なるサン
プリング速度間の補間を行うために用いることができる
。こうしてタイミングΦインターバルにおける特定の時
点で信号サンプルの精度の良い補間に必要とされる遅延
線の係数は、その時点で発生する。それゆえ本発明は、
補間プロセスの際精度の向上を図るため、必要以上に多
数の異なるグループの係数をメモリに記憶する必要がな
いので、非常に有効である。
(実施例の説明)
有限のインパルス応答は、数学的に以下のように書ける
。
。
ここでNは、フィルタ・タップの番号と等しい。
(1)式は、いわゆる横フィルタのインパルス応答であ
るとして通常呼ばれることもある。ここで信号要素X
n (t)は、横フィルタの個々のタップから得られる
ものであり、さらに要素anは、個々のタップ係数の値
である。
るとして通常呼ばれることもある。ここで信号要素X
n (t)は、横フィルタの個々のタップから得られる
ものであり、さらに要素anは、個々のタップ係数の値
である。
もしフィルタへの入力が時間の関数f (t)の信号で
あり、さらにこのフィルタが遅延線であれば、フィルタ
により出力される信号は、例えば、f(t−τ)(ここ
でτは遅延と等しい)のような時間と遅延の関数の信号
となる。このような遅延線の出力は一般に数学的に以下
のように表わされる。
あり、さらにこのフィルタが遅延線であれば、フィルタ
により出力される信号は、例えば、f(t−τ)(ここ
でτは遅延と等しい)のような時間と遅延の関数の信号
となる。このような遅延線の出力は一般に数学的に以下
のように表わされる。
上述のことを念頭におくと、次のことが認識される。す
なわち横フィルタと遅延線の概念は、可変の遅延τと遅
延の関数即ち、Pn(τ)であるタップ係数とを有する
遅延線にまで拡大でき、τの種々の値に対する係数Pn
の一つの値は、n次元の多項式に適用された場合、本発
明によれば、遅延と多項式の個々の係数の関数となる。
なわち横フィルタと遅延線の概念は、可変の遅延τと遅
延の関数即ち、Pn(τ)であるタップ係数とを有する
遅延線にまで拡大でき、τの種々の値に対する係数Pn
の一つの値は、n次元の多項式に適用された場合、本発
明によれば、遅延と多項式の個々の係数の関数となる。
このようにして、多数の異なるグループのタップ係数の
一つに選択するように制限される上述した従来の装置と
は異なり、本発明に係る装置は、遅延値そのものに基づ
いたタイミング・インターバルにおけるいかなる点にお
いても遅延線の係数を発生させる。
一つに選択するように制限される上述した従来の装置と
は異なり、本発明に係る装置は、遅延値そのものに基づ
いたタイミング・インターバルにおけるいかなる点にお
いても遅延線の係数を発生させる。
特に、n次元多項式に適用された際の(2)式に示され
たタップ係数Pn(τ)は、以下のように表わされる。
たタップ係数Pn(τ)は、以下のように表わされる。
pn(f) −a−n、o+籟、lr+a、2r2+、
、、、、3..7m (3)ここでa は多項
式の個々の係数である。
、、、、3..7m (3)ここでa は多項
式の個々の係数である。
1I11
a からa までの多項式の係数の行列0、On
−1,m を求めるために(2)式に(3)式を代入すると、以下
の式を得る。
−1,m を求めるために(2)式に(3)式を代入すると、以下
の式を得る。
ここでかっこに囲まれている項は遅延線の係数であり、
本発明によれば、iの遅延線の係数は、遅延の関数とし
て発生する。(4)式は次の式と数学的に相等しい。
本発明によれば、iの遅延線の係数は、遅延の関数とし
て発生する。(4)式は次の式と数学的に相等しい。
+・・・・・
(5)式は、より実効のある信号の数学的表現とするた
めに分解でき、その信号は本発明により以下のように出
力される。
めに分解でき、その信号は本発明により以下のように出
力される。
次に第1図を参照して説明する。この第1図には、本発
明による二次元の横フィルタ、すなわち連続的に変化す
るデジタル遅延(CVDD)線が図示されている。第1
図に示された連続的に変化するデジタル遅延線は、マル
チピッド遅延ステイジを含んでいる。このマルチビット
遅延ステイジは、レジスタ201〜204であり、この
レジスタ201〜204により例えば遠端モデムから受
信された信号のデジタル・サンプルX (t)からX
(t−37)までの順序が記憶される。このような信号
は、1/Tの速度でサンプリングされる。そのようなサ
ンプルの最後のものであるX (t)が、レジスタ20
1に記憶され、その最後のものの1つの前のものである
X (t−T)がレジスタ202に、さらに同様に各サ
ンプルが各レジスタに記憶される。クロック信号例えば
モデル・クロック回路により発生する送信クロック信号
(TC)、もしくは上述した発明者イト−の特許に開示
されたクロック信号CKIは、リード213を介して受
信され、さらにこのクロック信号によりレジスタの中身
が次のレジスタに対して左から右ヘシフトされる。この
ようにして、次のデジタル−サンプルの受信のためにレ
ジスタ201がL$備される。
明による二次元の横フィルタ、すなわち連続的に変化す
るデジタル遅延(CVDD)線が図示されている。第1
図に示された連続的に変化するデジタル遅延線は、マル
チピッド遅延ステイジを含んでいる。このマルチビット
遅延ステイジは、レジスタ201〜204であり、この
レジスタ201〜204により例えば遠端モデムから受
信された信号のデジタル・サンプルX (t)からX
(t−37)までの順序が記憶される。このような信号
は、1/Tの速度でサンプリングされる。そのようなサ
ンプルの最後のものであるX (t)が、レジスタ20
1に記憶され、その最後のものの1つの前のものである
X (t−T)がレジスタ202に、さらに同様に各サ
ンプルが各レジスタに記憶される。クロック信号例えば
モデル・クロック回路により発生する送信クロック信号
(TC)、もしくは上述した発明者イト−の特許に開示
されたクロック信号CKIは、リード213を介して受
信され、さらにこのクロック信号によりレジスタの中身
が次のレジスタに対して左から右ヘシフトされる。この
ようにして、次のデジタル−サンプルの受信のためにレ
ジスタ201がL$備される。
デジタル・サンプルX (t)が、外部のサンプリング
回路すなわち入力バッファ(場合によっては)から、バ
ス214を介して受信されると、このデジタル・サンプ
ルX (t)はレジスタ201に記憶され、さらにバス
201−1を経由して乗算回路200−1から200−
3に供給される。同様に、レジスタ202に記憶される
デジタル・サンプルX (t−T)はバス202−1を
経由して乗算回路200−4から200−6に供給され
、レジスタ203に記憶されたデジタル争サンプルX
(t−2T)はバス203−1を経由して乗算回路20
0−7から200−9に供給され、さらにレジスタ20
4に記憶されたデジタル・サンプルX (t−37)は
バス204−1を経由して乗算回路20ロー10から2
00−12に供給される。この乗算器200−1から2
00−12は、それが受信したデジタル・サンプルと多
項式の係数a からa3,2までのうちの夫々の一つ
を乗算0.0 し、さらにバス220−1から220−12を経由して
サーメイション回路205から207へ上記の乗算結果
を供給する。
回路すなわち入力バッファ(場合によっては)から、バ
ス214を介して受信されると、このデジタル・サンプ
ルX (t)はレジスタ201に記憶され、さらにバス
201−1を経由して乗算回路200−1から200−
3に供給される。同様に、レジスタ202に記憶される
デジタル・サンプルX (t−T)はバス202−1を
経由して乗算回路200−4から200−6に供給され
、レジスタ203に記憶されたデジタル争サンプルX
(t−2T)はバス203−1を経由して乗算回路20
0−7から200−9に供給され、さらにレジスタ20
4に記憶されたデジタル・サンプルX (t−37)は
バス204−1を経由して乗算回路20ロー10から2
00−12に供給される。この乗算器200−1から2
00−12は、それが受信したデジタル・サンプルと多
項式の係数a からa3,2までのうちの夫々の一つ
を乗算0.0 し、さらにバス220−1から220−12を経由して
サーメイション回路205から207へ上記の乗算結果
を供給する。
サーメイション回路205から207は、夫々受信した
デジタル信号を合計し、さらにその個々の合計を表示し
たデジタル信号を回路209から210の一つに出力す
る。乗算回路212は、バス205−1を経由して回路
2[15から受信した合計値とバス216経由で受信し
た遅延のデジタル値を乗算すると共にその乗算した値を
バス212−1経由で加算回路211に供給するために
設けられたものである。加算回路211は、乗算器21
2から受信したデジタル値とバス20B−1経由でサー
メイション回路206から受信した合計値を加算すると
共にその加算した合計をバス211−1経由で乗算回路
210に供給する。
デジタル信号を合計し、さらにその個々の合計を表示し
たデジタル信号を回路209から210の一つに出力す
る。乗算回路212は、バス205−1を経由して回路
2[15から受信した合計値とバス216経由で受信し
た遅延のデジタル値を乗算すると共にその乗算した値を
バス212−1経由で加算回路211に供給するために
設けられたものである。加算回路211は、乗算器21
2から受信したデジタル値とバス20B−1経由でサー
メイション回路206から受信した合計値を加算すると
共にその加算した合計をバス211−1経由で乗算回路
210に供給する。
乗算回路210は、加算器211から受信した合計値と
バス21G経由で遅延カウンタ230から受信した遅延
値とを乗算するために設けられたものである。
バス21G経由で遅延カウンタ230から受信した遅延
値とを乗算するために設けられたものである。
(遅延値がどのようにして遅延カウンタ230により発
生するかについては後述する。)乗算回路210は、バ
ス210−1を介して加算回路209に、遅延値を含む
最終値を供給する。加算回路209は、乗算器210か
ら受信した最終値とバス207(経由でサーメイション
回路207から受信した合計値とを加算すると共に、こ
の加算値を表すデジタル値をバス215へ出力する。こ
こでのデジタル値が本発明によれば補間されたサンプル
となる。
生するかについては後述する。)乗算回路210は、バ
ス210−1を介して加算回路209に、遅延値を含む
最終値を供給する。加算回路209は、乗算器210か
ら受信した最終値とバス207(経由でサーメイション
回路207から受信した合計値とを加算すると共に、こ
の加算値を表すデジタル値をバス215へ出力する。こ
こでのデジタル値が本発明によれば補間されたサンプル
となる。
ここでバス214は、入力バッファ(図示せず)に接続
されてもよく、この人力バッファは受信信号のサンプル
を記憶するために用いられる。信号サンプルはTCクロ
ック信号を用いて、レジスタ201の入力に一度に1つ
クロックされる。さらに、加算器209により出力され
る補間されたサンプルy (t)はバス215に接続さ
れる出力バッファ(図示せず)に記憶させてもよい。
されてもよく、この人力バッファは受信信号のサンプル
を記憶するために用いられる。信号サンプルはTCクロ
ック信号を用いて、レジスタ201の入力に一度に1つ
クロックされる。さらに、加算器209により出力され
る補間されたサンプルy (t)はバス215に接続さ
れる出力バッファ(図示せず)に記憶させてもよい。
上述したように、第1図に示される遅延カウンタ230
は、クロック信号TCおよびRCのサンプリング速度間
に遅延があればその遅延を決定するために用いられる。
は、クロック信号TCおよびRCのサンプリング速度間
に遅延があればその遅延を決定するために用いられる。
特に遅延カウンタ230は、TCクロック信号の速度を
計数するカウンタと、RCクロック信号の速度を計数す
るカウンタとを備えている。夫々のカウンタの中身の違
いは、TCクロック信号の速度を計数するカウンタが零
を通過する夫々の時に決定される。この違いは、二つの
クロック信号の速度間の遅延値を発生させるために用い
られる。カウンタ230により決定され遅延は、バス2
16に出力される。
計数するカウンタと、RCクロック信号の速度を計数す
るカウンタとを備えている。夫々のカウンタの中身の違
いは、TCクロック信号の速度を計数するカウンタが零
を通過する夫々の時に決定される。この違いは、二つの
クロック信号の速度間の遅延値を発生させるために用い
られる。カウンタ230により決定され遅延は、バス2
16に出力される。
ここでバス216経由で供給される遅延値は、その出力
がバス21Bに供給されるレジスタ内に含まれる固定値
であってもよい。このレジスタは、さらに特定のアルゴ
リズムに対応するレジスタの中身を定期的に変化させる
プログラム・コントロールにより制御されるものであっ
てもよい。
がバス21Bに供給されるレジスタ内に含まれる固定値
であってもよい。このレジスタは、さらに特定のアルゴ
リズムに対応するレジスタの中身を定期的に変化させる
プログラム・コントロールにより制御されるものであっ
てもよい。
次に第2図を参照して説明する。この第2図は信号“A
”を示している。ここでこの信号“A。
”を示している。ここでこの信号“A。
は、たとばサンプルX (t)からX (t−3T)の
ような信号サンプルを与えるため、TCクロック速度(
すなわち1/T)で信号″A”がディジタルでサンプリ
ングされたモデムから受信されたものである。これらの
サンプルが本発明によるCVDDに供給されたとき、R
Cクロックの個々のパルスに同期した補間されたサンプ
ルy (t)が発生する。
ような信号サンプルを与えるため、TCクロック速度(
すなわち1/T)で信号″A”がディジタルでサンプリ
ングされたモデムから受信されたものである。これらの
サンプルが本発明によるCVDDに供給されたとき、R
Cクロックの個々のパルスに同期した補間されたサンプ
ルy (t)が発生する。
第2図かられかるように、個々の補間されたサンプルを
通る破線を引けば、この得られた信号“B“は、実質的
に信号“A”と同一となる。
通る破線を引けば、この得られた信号“B“は、実質的
に信号“A”と同一となる。
本発明によるCVDDフィルタを用いた第2図に示され
る信号″A2サンプルのような信号サンプルの補間精度
はフィルタと同程度である。このため本発明による三次
元横フィルタにより行われる補間プロセスは、第1図に
示された二次元横フィルタにより行われるものより精度
がより高くなる。従って、本発明の一実施例において、
0から3150Hzの周波数帯域で操作される8タツプ
の三次元CVDD横フィルタが補間プロセスの際の精度
向上のため設計された。そのようなフィルタを実行する
に必要な乗算回路の数は膨大になる為、フィルタはデジ
タル信号プロセッサ(DSP)で処理される。ここでD
SPの例としては、AT&T社から市販されており、D
SP−20として設計されたデジタル信号プロセッサが
ある。このDSP−20は、THE BELL SYS
TEM TECHNICAL JOURNAL 。
る信号″A2サンプルのような信号サンプルの補間精度
はフィルタと同程度である。このため本発明による三次
元横フィルタにより行われる補間プロセスは、第1図に
示された二次元横フィルタにより行われるものより精度
がより高くなる。従って、本発明の一実施例において、
0から3150Hzの周波数帯域で操作される8タツプ
の三次元CVDD横フィルタが補間プロセスの際の精度
向上のため設計された。そのようなフィルタを実行する
に必要な乗算回路の数は膨大になる為、フィルタはデジ
タル信号プロセッサ(DSP)で処理される。ここでD
SPの例としては、AT&T社から市販されており、D
SP−20として設計されたデジタル信号プロセッサが
ある。このDSP−20は、THE BELL SYS
TEM TECHNICAL JOURNAL 。
5eptea+berL981.vol、80.No、
7 、 Part2 、pp、1431−1462に
開示されている。
7 、 Part2 、pp、1431−1462に
開示されている。
要するに、本発明のDSPを用いた実施例においては、
遅延線の8つのステイグが、DSPのランダム・アクセ
ス記憶装置(RAM)の8つのメモリ位置を用いて処理
される。最新のデジタル・サンプル及びその前の7つの
最新のデジタル・サンプルは、夫々8つのメモリ位置に
記憶されている。RAMのブロックはさらに8タツプ遅
延線の所定の大きさの多項式の係数を記憶するために用
いられ、この係数は、下記に示されるように、a か
らa 7,3である。DSPの読み取り専用0.0 メモリに内臓されるプログラムは、(a)8つのRAM
位置内に記憶されるデジタル・サンプル、(b)係数の
値、及び(c)遅延値を用いて、補間された値を発生さ
せる。DSPが信号サンプルを補間する方法は、第1図
と関連して説明したものと同様である。クロック速度間
の遅延値は、第1図に示された遅延カウンタ230を使
って決定することができる。発生した遅延値は、本発明
によれば、補間された信号サンプルを発生させる際用い
られるDSPに供給される。
遅延線の8つのステイグが、DSPのランダム・アクセ
ス記憶装置(RAM)の8つのメモリ位置を用いて処理
される。最新のデジタル・サンプル及びその前の7つの
最新のデジタル・サンプルは、夫々8つのメモリ位置に
記憶されている。RAMのブロックはさらに8タツプ遅
延線の所定の大きさの多項式の係数を記憶するために用
いられ、この係数は、下記に示されるように、a か
らa 7,3である。DSPの読み取り専用0.0 メモリに内臓されるプログラムは、(a)8つのRAM
位置内に記憶されるデジタル・サンプル、(b)係数の
値、及び(c)遅延値を用いて、補間された値を発生さ
せる。DSPが信号サンプルを補間する方法は、第1図
と関連して説明したものと同様である。クロック速度間
の遅延値は、第1図に示された遅延カウンタ230を使
って決定することができる。発生した遅延値は、本発明
によれば、補間された信号サンプルを発生させる際用い
られるDSPに供給される。
補間された値が発生し、例えば出力バッファへ出力され
た後、DSPのROM内に内臓されたプログラムが、記
憶されたデジタル・サンプルを効率的に右へ、シフトし
、次に入力されるデジタル・サンプルすなわち最近のデ
ジタル・サンプルの記憶のために8つのRAM位置の第
1番目を準備する。
た後、DSPのROM内に内臓されたプログラムが、記
憶されたデジタル・サンプルを効率的に右へ、シフトし
、次に入力されるデジタル・サンプルすなわち最近のデ
ジタル・サンプルの記憶のために8つのRAM位置の第
1番目を準備する。
次にDSP上で本発明を動作させるソフトウェア・プロ
グラムについて説明する。
グラムについて説明する。
第3図は、DSPプログラムのフローチャートを示して
いる。このプログラムにより、第1図に示されたレジス
タ20+から204において説明されたものと同様の方
法で、個々のメモリ・レジスタに記憶された入力信号サ
ンプルを右ヘシフトし、次デジタル・サンプルを受は入
れるためにそのメモリ・レジスタのうち最初のものを準
備する。上述したように、DSPが働く際、8つのタッ
プが用いられ、そのため8つの遅延ステイグすなわちレ
ジスタが必要となる。そこで第3図に示されたプログラ
ムにより、夫々の記憶されたデジタル・サンプルを次の
すなわち連続するメモリ・レジスタに対して右ヘシフト
する。ここで第3図に示されたプログラムは、8つのタ
ップを有する遅延線に限定されず、いかなる数のタップ
(レジスタ)を有する連続的に変化する遅延線を有する
ものとして使用されても良い。 特に、第3図に示され
たプログラムが、ブロック300に入ったとき、ブロッ
ク301に進み、このブロック301で変数nを遅延線
のタップ(M)の数より1少ないものと等しいとおく。
いる。このプログラムにより、第1図に示されたレジス
タ20+から204において説明されたものと同様の方
法で、個々のメモリ・レジスタに記憶された入力信号サ
ンプルを右ヘシフトし、次デジタル・サンプルを受は入
れるためにそのメモリ・レジスタのうち最初のものを準
備する。上述したように、DSPが働く際、8つのタッ
プが用いられ、そのため8つの遅延ステイグすなわちレ
ジスタが必要となる。そこで第3図に示されたプログラ
ムにより、夫々の記憶されたデジタル・サンプルを次の
すなわち連続するメモリ・レジスタに対して右ヘシフト
する。ここで第3図に示されたプログラムは、8つのタ
ップを有する遅延線に限定されず、いかなる数のタップ
(レジスタ)を有する連続的に変化する遅延線を有する
ものとして使用されても良い。 特に、第3図に示され
たプログラムが、ブロック300に入ったとき、ブロッ
ク301に進み、このブロック301で変数nを遅延線
のタップ(M)の数より1少ないものと等しいとおく。
(第1図に示された遅延線のMの値は4である。)この
プログラムはさらにブロック302に進み、このブロッ
ク302でデジタル・サンプルを第7メモリ・レジスタ
から第8メモリ・レジスタへシフトすることから始まる
あるメモリ・レジスタから次の連続するメモリφレジス
タへデジタル・サンプルをシフトするプロセスが始まる
。
プログラムはさらにブロック302に進み、このブロッ
ク302でデジタル・サンプルを第7メモリ・レジスタ
から第8メモリ・レジスタへシフトすることから始まる
あるメモリ・レジスタから次の連続するメモリφレジス
タへデジタル・サンプルをシフトするプロセスが始まる
。
このシフトが完了すると、プログラムはブロック303
に進み、このブロック303で変数nが1だけ減少し、
さらにブロック304に進む。このブロック304でプ
ログラムは、nの値を調べ、上述した方法で行われたデ
ジタル・サンプルのシフトが完成したかか否かを決める
。このプログラムは、nの値と数字の1を比較してこの
決定を行う。もしnが1より小さければ、プログラムは
デジタル・サンプルのシフトの仕事が完了したと結論を
下し、ブロック305に進む。それ以外は、プログラム
は次のシフトを行うためブロック302に戻る。
に進み、このブロック303で変数nが1だけ減少し、
さらにブロック304に進む。このブロック304でプ
ログラムは、nの値を調べ、上述した方法で行われたデ
ジタル・サンプルのシフトが完成したかか否かを決める
。このプログラムは、nの値と数字の1を比較してこの
決定を行う。もしnが1より小さければ、プログラムは
デジタル・サンプルのシフトの仕事が完了したと結論を
下し、ブロック305に進む。それ以外は、プログラム
は次のシフトを行うためブロック302に戻る。
ブロック305において、プログラムはDSPにより受
信された最近のデジタル・サンプルをサンプル・メモリ
・レジスタの第1の位置に負荷し、ブロック306で終
了する。
信された最近のデジタル・サンプルをサンプル・メモリ
・レジスタの第1の位置に負荷し、ブロック306で終
了する。
次に第4図を参照して説明する。第4図には、DSPプ
フグラムのフローチャートが示されており、このプログ
ラムによりサンプル・メモリ・レジスタ内に現在記憶さ
れている信号サンプルから補間された信号サンプルを発
生させている。明確にするため、以下二次元遅延線につ
いて述べる。
フグラムのフローチャートが示されており、このプログ
ラムによりサンプル・メモリ・レジスタ内に現在記憶さ
れている信号サンプルから補間された信号サンプルを発
生させている。明確にするため、以下二次元遅延線につ
いて述べる。
そのため、プログラムのフローは、第1図に示された二
次元遅延線のデジタル・サンプルの流れに従うことがで
きる。
次元遅延線のデジタル・サンプルの流れに従うことがで
きる。
特に第4図に示されるプログラムは、第3図に示された
プログラムの前後どちらで実行してもよい。ブロック
400で開始されたとき、プログラムはブロック401
に進み、このブロック401でyと呼ばれるレジスタを
クリヤする。ここでyはプログラムにより実行される種
々の操作の結果を蓄積するために用いられている。この
yレジスタがプログラム完了時に、補間された信号サン
プルのデジタル値を含むことになる。このプログラムは
さらに二次元のケースを扱うため変数mを2とし、定数
Tをフィルタのステイジ数第1図に示される回路では4
にセットする。プログラムは次にブロック402に進む
。(上述した8タップ三次元遅延線の場合、変数mは3
、常数Tは8にセットされる。)ブロック402でプロ
グラムは変数nを0とセットし、ブロック403に進む
。ブロック403から405はループのルーチンを有し
ており、夫々のグループの乗算器とされに接続するサー
メイション回路により行われる機能を発揮する。これら
は変数n及びmが夫々0と2であるとき、第1図に示さ
れた乗算器200(,200−4,200−7及び20
〇−10とサーメイション回路205のような変数n及
びmに基づいている。特に最初にこのループを通過する
間、最新の信号サンプルと遅延線係数a。、2の積は、
yレジスタの内容に加えられる。ここでyレジスタはサ
ーメイション回路205と類似したものである。変数n
はブロック404で1だけ増加し、さらにブロック40
5で定数Tと比較される。
プログラムの前後どちらで実行してもよい。ブロック
400で開始されたとき、プログラムはブロック401
に進み、このブロック401でyと呼ばれるレジスタを
クリヤする。ここでyはプログラムにより実行される種
々の操作の結果を蓄積するために用いられている。この
yレジスタがプログラム完了時に、補間された信号サン
プルのデジタル値を含むことになる。このプログラムは
さらに二次元のケースを扱うため変数mを2とし、定数
Tをフィルタのステイジ数第1図に示される回路では4
にセットする。プログラムは次にブロック402に進む
。(上述した8タップ三次元遅延線の場合、変数mは3
、常数Tは8にセットされる。)ブロック402でプロ
グラムは変数nを0とセットし、ブロック403に進む
。ブロック403から405はループのルーチンを有し
ており、夫々のグループの乗算器とされに接続するサー
メイション回路により行われる機能を発揮する。これら
は変数n及びmが夫々0と2であるとき、第1図に示さ
れた乗算器200(,200−4,200−7及び20
〇−10とサーメイション回路205のような変数n及
びmに基づいている。特に最初にこのループを通過する
間、最新の信号サンプルと遅延線係数a。、2の積は、
yレジスタの内容に加えられる。ここでyレジスタはサ
ーメイション回路205と類似したものである。変数n
はブロック404で1だけ増加し、さらにブロック40
5で定数Tと比較される。
nの値がTすなわち4より小であるならば、おそらくル
ープを最初に通過した後であろうが、プログラムはブロ
ック403に戻る。それ以外はブロック406に進む。
ープを最初に通過した後であろうが、プログラムはブロ
ック403に戻る。それ以外はブロック406に進む。
ブロック403を2回目に通過する間、プログラムは最
新の次の信号サンプルと係数a 1,2の積をレジスタ
yの内容に加える。このプロセスは係数a2,2並びに
a2,3及び残りの信号サンプルについてくり返される
。最後の信号サンプル、例えば第1図に示さけるレジス
タ204に含まれるサンプルが処理された後、ブロック
404で変数nがもう一度1だけ増加し、それによりn
がTの値と等しくなりプログラムはブロック、406に
進む。
新の次の信号サンプルと係数a 1,2の積をレジスタ
yの内容に加える。このプロセスは係数a2,2並びに
a2,3及び残りの信号サンプルについてくり返される
。最後の信号サンプル、例えば第1図に示さけるレジス
タ204に含まれるサンプルが処理された後、ブロック
404で変数nがもう一度1だけ増加し、それによりn
がTの値と等しくなりプログラムはブロック、406に
進む。
ブロック40Bでプログラムはレジスタyの中身と遅延
τのその時の値を掛け合わせ、ブロック407に進む。
τのその時の値を掛け合わせ、ブロック407に進む。
ブロック407では、プログラムは変数mを1だけ減じ
ブロック8へ進む。このブロック8でmの値が調べられ
、0以下か否かが決定される。もしmの値が0でなけれ
ば、プログラムはブロック402に移り、次のグループ
の乗算器及びそれらに接続するサーメイション回路、す
なわち乗算器200−2.200−5.2008及び2
00−11及びサーメイション回路206により実行さ
せる機能を実行する。プログラムがその仕事を完了した
とき、再びブロック40Bを通りブロック407に進み
変数mが減じられ、それからブロック408へと進む。
ブロック8へ進む。このブロック8でmの値が調べられ
、0以下か否かが決定される。もしmの値が0でなけれ
ば、プログラムはブロック402に移り、次のグループ
の乗算器及びそれらに接続するサーメイション回路、す
なわち乗算器200−2.200−5.2008及び2
00−11及びサーメイション回路206により実行さ
せる機能を実行する。プログラムがその仕事を完了した
とき、再びブロック40Bを通りブロック407に進み
変数mが減じられ、それからブロック408へと進む。
この時点で、プログラムは変数mが依然としてO以下で
はないことを見つけ、そのためブロック402に進む。
はないことを見つけ、そのためブロック402に進む。
ここで変数m及びnの値によって示されるように、乗算
器200−3.200−8,200−9および200−
12及びサーメイション回路207により実行される機
能を実行する。この機能が実行された後、プログラムは
ブロック406を通ってブロック407へ進み、再び変
数mが減じられさらにブロック408に進む。
器200−3.200−8,200−9および200−
12及びサーメイション回路207により実行される機
能を実行する。この機能が実行された後、プログラムは
ブロック406を通ってブロック407へ進み、再び変
数mが減じられさらにブロック408に進む。
しかし、この時点でプログラムは変数mの値が0以下で
あることを見つけ出し、そのためプログラムはyレジス
タ内に含まれるデジタル値を出力する。このデジタル値
が本発明によれば、補間された信号サンプルとなる。プ
ログラムはこの仕事を完了した後、ブロック409で完
了する。
あることを見つけ出し、そのためプログラムはyレジス
タ内に含まれるデジタル値を出力する。このデジタル値
が本発明によれば、補間された信号サンプルとなる。プ
ログラムはこの仕事を完了した後、ブロック409で完
了する。
次に上述され第1図にa O,0からa 3,2として
示されたn次元の多項式の係数の発生について説明する
。
示されたn次元の多項式の係数の発生について説明する
。
特にフラット遅延τを有するフィルタの伝達関数は数学
的に以下のように書ける。
的に以下のように書ける。
G(ω、T) 4eJnJ
係数・・・Ck・・・及びサンプリング・インターバル
Tを有する横フィルタの伝達関数は、以下のようになる
。
Tを有する横フィルタの伝達関数は、以下のようになる
。
ここでNは横フィイルタ(CVDD)のタップ数と等し
い。
い。
τ−αTのような遅延ブラメータα及びα内で多項式と
なるタップ係数を用いると以下のようになる。
なるタップ係数を用いると以下のようになる。
ここでMは多項式の次元に等しい。
CVDDの係数を決定するために、(9)式から導かれ
る次の(10)式は、行列CCIに関して最小2乗法を
使いることにより、最小限化されている。
る次の(10)式は、行列CCIに関して最小2乗法を
使いることにより、最小限化されている。
長さN(ただしNは偶数)のCVDDを用いると、(1
0)式は多項式の個々の係数の値を決定するための次の
条件に従う。
0)式は多項式の個々の係数の値を決定するための次の
条件に従う。
Cn(′12)−0; n≠(N−1)/2−1; n
−(N−1)/2 (11)C,(−K
)−0; n+N/2 ml; n−N/2 (10)式、(11)式により示された条件を用いるこ
とにより、1350Hzの遮断周波数及び、1/960
0Hzに等しいインターバルTを有する二次元4タツプ
横フイルタ((:VDD)の多項式係数aO00からa
3,2は、第5図に示されるように決定された。30
00Hzの遮断周波数及び1 /9600Hzに等しい
インターバルTを有する三次元8タツプ横フイルタの多
項式係数は同様に決定され、第6図に示されている。
−(N−1)/2 (11)C,(−K
)−0; n+N/2 ml; n−N/2 (10)式、(11)式により示された条件を用いるこ
とにより、1350Hzの遮断周波数及び、1/960
0Hzに等しいインターバルTを有する二次元4タツプ
横フイルタ((:VDD)の多項式係数aO00からa
3,2は、第5図に示されるように決定された。30
00Hzの遮断周波数及び1 /9600Hzに等しい
インターバルTを有する三次元8タツプ横フイルタの多
項式係数は同様に決定され、第6図に示されている。
第1図は本発明の一実施例を示す二次元横フィルタのブ
ロック図、 第2図は第2クロック速度に関して補間された信号にお
いて第1クロック速度でサンプリングされた信号を示す
図、 第3図及び第4図は本発明の一実施例を示すデジタル信
号プロセッサの操作を示すソフトウェアのフローチャー
ト、第5図、第6図は本発明の一実施例を示す二次元及
び三次元の横フィルタを用いるための所定の多項式係数
の行列を示す図である。 FIG、3 FIG、4
ロック図、 第2図は第2クロック速度に関して補間された信号にお
いて第1クロック速度でサンプリングされた信号を示す
図、 第3図及び第4図は本発明の一実施例を示すデジタル信
号プロセッサの操作を示すソフトウェアのフローチャー
ト、第5図、第6図は本発明の一実施例を示す二次元及
び三次元の横フィルタを用いるための所定の多項式係数
の行列を示す図である。 FIG、3 FIG、4
Claims (3)
- (1)第1クロック速度でサンプリングされる信号のデ
ジタル・サンプルを第2クロック速度でサンプリングさ
れるデジタル・サンプルに補間するために操作され、 夫々が所定の大きさを有する複数の係数を記憶する手段
、 第1クロック速度でサンプリングされた一連のデジタル
・サンプルを受信し記憶する手段、上記デジタル・サン
プルの1つと上記係数の所定のもの値とを掛け合わせる
手段とを有する横フィルタにおいて、 上記第1及び第2のクロック速度間の遅延を決定する手
段と、 上記の掛け合わせたものと上記遅延の夫々の関数として
、上記補間されたデジタル・サンプルを発生する手段と
、 を設けたことを特徴とする横フィルタ。 - (2)請求項(1)に記載の横フィルタにおいて、上記
係数は、n次元多項式の係数であることを特徴とする横
フィルタ。 - (3)請求項(1)に記載の横フィルタにおいて、上記
フィルタのタップ係数が上記多項式係数と上記遅延の個
々の大きさの関数として発生することを特徴とする横フ
ィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/152,281 US4866647A (en) | 1988-02-04 | 1988-02-04 | Continuously variable digital delay circuit |
US152281 | 1988-02-04 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH027710A true JPH027710A (ja) | 1990-01-11 |
JP2724188B2 JP2724188B2 (ja) | 1998-03-09 |
Family
ID=22542251
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1015188A Expired - Lifetime JP2724188B2 (ja) | 1988-02-04 | 1989-01-26 | デイジタル補間装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4866647A (ja) |
EP (1) | EP0327268B1 (ja) |
JP (1) | JP2724188B2 (ja) |
CA (1) | CA1298354C (ja) |
DE (1) | DE68927120T2 (ja) |
Families Citing this family (64)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5235534A (en) * | 1988-08-18 | 1993-08-10 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for interpolating between data samples |
US5473555A (en) * | 1988-08-18 | 1995-12-05 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for enhancing frequency domain analysis |
US5023825A (en) * | 1989-07-14 | 1991-06-11 | Tektronix, Inc. | Coefficient reduction in a low ratio sampling rate converter |
US5475628A (en) * | 1992-09-30 | 1995-12-12 | Analog Devices, Inc. | Asynchronous digital sample rate converter |
US5729661A (en) * | 1992-11-24 | 1998-03-17 | Pavilion Technologies, Inc. | Method and apparatus for preprocessing input data to a neural network |
US6243696B1 (en) * | 1992-11-24 | 2001-06-05 | Pavilion Technologies, Inc. | Automated method for building a model |
US5479573A (en) * | 1992-11-24 | 1995-12-26 | Pavilion Technologies, Inc. | Predictive network with learned preprocessing parameters |
AU7469394A (en) * | 1993-08-20 | 1995-03-21 | Industrial Research Limited | A signal combiner system |
BE1007909A3 (nl) * | 1993-12-24 | 1995-11-14 | Philips Electronics Nv | Niet-geheeltallige vertraging. |
US5553013A (en) * | 1994-09-30 | 1996-09-03 | Ford Motor Company | Delay generation filter |
FI98584C (fi) * | 1995-05-05 | 1997-07-10 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi |
US5696639A (en) * | 1995-05-12 | 1997-12-09 | Cirrus Logic, Inc. | Sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery |
US5638010A (en) * | 1995-06-07 | 1997-06-10 | Analog Devices, Inc. | Digitally controlled oscillator for a phase-locked loop providing a residue signal for use in continuously variable interpolation and decimation filters |
US6314414B1 (en) | 1998-10-06 | 2001-11-06 | Pavilion Technologies, Inc. | Method for training and/or testing a neural network with missing and/or incomplete data |
US6144952A (en) * | 1995-09-20 | 2000-11-07 | Keeler; James D. | Predictive network with learned preprocessing parameters |
US5717619A (en) * | 1995-10-20 | 1998-02-10 | Cirrus Logic, Inc. | Cost reduced time varying fir filter |
US5760984A (en) * | 1995-10-20 | 1998-06-02 | Cirrus Logic, Inc. | Cost reduced interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel |
US5726818A (en) * | 1995-12-05 | 1998-03-10 | Cirrus Logic, Inc. | Magnetic disk sampled amplitude read channel employing interpolated timing recovery for synchronous detection of embedded servo data |
US5812336A (en) * | 1995-12-05 | 1998-09-22 | Cirrus Logic, Inc. | Fixed sample rate sampled amplitude read channel for zoned magnetic recording |
DE19606357A1 (de) * | 1996-02-12 | 1997-08-14 | Gmd Gmbh | Bildverarbeitungsverfahren zur Darstellung von spiegelnden Objekten und zugehörige Vorrichtung |
US6819514B1 (en) | 1996-04-30 | 2004-11-16 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive equalization and interpolated timing recovery in a sampled amplitude read channel for magnetic recording |
US5802118A (en) * | 1996-07-29 | 1998-09-01 | Cirrus Logic, Inc. | Sub-sampled discrete time read channel for computer storage systems |
US5982826A (en) * | 1997-04-23 | 1999-11-09 | Paradyne Corporation | Synchronous clock regeneration system for generating a clock waveform at a specified frequency |
US5966415A (en) * | 1997-06-13 | 1999-10-12 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive equalization in a sub-sampled read channel for a disk storage system |
DE19741427C2 (de) * | 1997-09-19 | 1999-07-22 | Siemens Ag | Linearer Interpolator zur Interpolation eines abgetasteten Signals und lineares Interpolationsverfahren |
US6359878B1 (en) | 1998-07-20 | 2002-03-19 | Wirless Facilities, Inc. | Non-data-aided maximum likelihood based feedforward timing synchronization method |
US6654432B1 (en) | 1998-06-08 | 2003-11-25 | Wireless Facilities, Inc. | Joint maximum likelihood frame and timing estimation for a digital receiver |
US6295325B1 (en) | 1997-11-14 | 2001-09-25 | Agere Systems Guardian Corp. | Fixed clock based arbitrary symbol rate timing recovery loop |
US6452948B1 (en) * | 1998-06-10 | 2002-09-17 | Sicom, Inc. | Method for baud-clock phase synchronization in a TDMA digital communications system and apparatus therefor |
US6282248B1 (en) | 1998-07-14 | 2001-08-28 | Agere Systems Guardian Corp. | Variable baud rate demodulator |
US6233598B1 (en) * | 1998-09-11 | 2001-05-15 | International Business Machines Corporation | Interleaved finite impulse response (FIR) filter functions for servo and data detection in a direct access storage device (DASD) |
US6430235B1 (en) | 1998-11-05 | 2002-08-06 | Wireless Facilities, Inc. | Non-data-aided feedforward timing synchronization method |
US6487672B1 (en) | 1998-12-24 | 2002-11-26 | Stmicroelectronics, N.V. | Digital timing recovery using baud rate sampling |
US6591283B1 (en) * | 1998-12-24 | 2003-07-08 | Stmicroelectronics N.V. | Efficient interpolator for high speed timing recovery |
US6307694B1 (en) | 1999-02-24 | 2001-10-23 | Cirrus Logic, Inc. | Error signal biasing for an adaptive filter in a disk drive read channel |
US6381085B1 (en) | 1999-07-12 | 2002-04-30 | Cirrus Logic, Inc. | Zero forcing adaptive equalization in a disk drive read channel |
US6396788B1 (en) | 1999-07-13 | 2002-05-28 | Cirrus Logic, Inc. | Re-timing and up-sampling a sub-sampled user data signal from in an optical disk |
KR100696333B1 (ko) * | 1999-08-31 | 2007-03-21 | 유티스타콤코리아 유한회사 | 디지털 라디오 시스템에서의 다양한 인터폴레이션 레이트를 지원하는 안티이미징 필터 |
US6600495B1 (en) | 2000-01-10 | 2003-07-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Image interpolation and decimation using a continuously variable delay filter and combined with a polyphase filter |
DE10042930B4 (de) * | 2000-08-31 | 2005-07-14 | Infineon Technologies Ag | Digitales Filter |
FR2832568A1 (fr) * | 2001-11-20 | 2003-05-23 | Koninkl Philips Electronics Nv | Convertisseur numerique de frequence d'echantillonnage |
US20030103166A1 (en) * | 2001-11-21 | 2003-06-05 | Macinnis Alexander G. | Method and apparatus for vertical compression and de-compression of progressive video data |
US7003027B2 (en) * | 2001-12-10 | 2006-02-21 | Agere Systems Inc. | Efficient PCM modem |
FR2837647B1 (fr) * | 2002-03-25 | 2006-11-24 | Canon Kk | Emetteur sans fil a consommation de puissance reduite |
EP1371348B2 (en) * | 2002-06-10 | 2013-03-20 | Kao Corporation | An absorbent member and a method of producing an absorbent member |
US7098821B2 (en) * | 2003-02-14 | 2006-08-29 | Atheros Communications, Inc. | Receiving and transmitting signals having multiple modulation types using sequencing interpolator |
US7738736B2 (en) * | 2003-05-09 | 2010-06-15 | Inphase Technologies, Inc. | Methods and systems for holographic data recovery |
JP4143703B2 (ja) * | 2004-01-30 | 2008-09-03 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | デジタル演算処理方法 |
US20060045173A1 (en) * | 2004-08-31 | 2006-03-02 | Ittiam Systems (P) Ltd. | Method and apparatus for improving upstream pulse code modulation connect rates of an analog modem |
US20060045174A1 (en) * | 2004-08-31 | 2006-03-02 | Ittiam Systems (P) Ltd. | Method and apparatus for synchronizing a transmitter clock of an analog modem to a remote clock |
WO2006108654A2 (en) * | 2005-04-13 | 2006-10-19 | Universität Hannover | Method and apparatus for enhanced video coding |
US20070061390A1 (en) * | 2005-09-09 | 2007-03-15 | Leo Bredehoft | Interpolator using splines generated from an integrator stack seeded at input sample points |
US7528844B2 (en) * | 2005-11-10 | 2009-05-05 | Harris Corporation | Interpolation of plotted points between sample values |
US20080309524A1 (en) * | 2007-06-18 | 2008-12-18 | Texas Instruments Incorporated | Second-Order Polynomial, Interpolation-Based, Sampling Rate Converter and Method and Transmitters Employing the Same |
US7515073B2 (en) * | 2007-08-17 | 2009-04-07 | Infineon Technologies Ag | Digital sample rate conversion |
US7522074B2 (en) * | 2007-09-17 | 2009-04-21 | Samplify Systems, Inc. | Enhanced control for compression and decompression of sampled signals |
US8346021B2 (en) * | 2009-05-05 | 2013-01-01 | Analog Devices, Inc. | Content adaptive scaler based on a farrow structure |
US8244142B2 (en) * | 2009-10-28 | 2012-08-14 | Opnext Subsystems, Inc. | Optical receiver having fractional sampling |
US20110236025A1 (en) * | 2010-03-25 | 2011-09-29 | Opnext Subsystems, Inc. | Sub-rate sampling in coherent optical receivers |
US20110298972A1 (en) | 2010-06-04 | 2011-12-08 | Stmicroelectronics Asia Pacific Pte. Ltd. | System and process for image rescaling using adaptive interpolation kernel with sharpness and de-ringing control |
JP6362363B2 (ja) * | 2014-03-10 | 2018-07-25 | キヤノン株式会社 | 画像推定方法、プログラム、記録媒体および画像推定装置 |
US9660625B1 (en) | 2016-05-03 | 2017-05-23 | International Business Machines Corporation | Continuously tunable delay line |
US9947362B1 (en) * | 2016-06-25 | 2018-04-17 | Seagate Technology Llc | Asynchronous interference cancellation |
DE102022210929A1 (de) | 2022-10-17 | 2024-04-18 | Aktiebolaget Skf | Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines digitalen Signals |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50134348A (ja) * | 1974-04-10 | 1975-10-24 | ||
JPS5760741A (en) * | 1980-09-26 | 1982-04-12 | Nec Corp | Echo erasing device |
EP0151829A1 (en) * | 1984-01-10 | 1985-08-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Interpolating filter arrangement with irrational ratio between the input and the output sampling frequencies |
JPS621312A (ja) * | 1985-06-27 | 1987-01-07 | Toshiba Corp | デイジタルフイルタ |
JPS6261440A (ja) * | 1985-09-11 | 1987-03-18 | Nec Corp | クロツク制御回路 |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3092808A (en) * | 1959-05-18 | 1963-06-04 | Acf Ind Inc | Continuously variable digital delay line |
US3480767A (en) * | 1967-06-12 | 1969-11-25 | Applied Dynamics Inc | Digitally settable electronic function generator using two-sided interpolation functions |
US3786195A (en) * | 1971-08-13 | 1974-01-15 | Dc Dt Liquidating Partnership | Variable delay line signal processor for sound reproduction |
US4020332A (en) * | 1975-09-24 | 1977-04-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interpolation-decimation circuit for increasing or decreasing digital sampling frequency |
US4064379A (en) * | 1976-06-11 | 1977-12-20 | Communications Satellite Corporation | Logarithmic echo canceller |
US4275457A (en) * | 1977-05-18 | 1981-06-23 | Martin Marietta Corporation | Apparatus and method for receiving digital data at a first rate and outputting the data at a different rate |
US4281318A (en) * | 1980-05-30 | 1981-07-28 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Digital-to-digital code converter |
US4356559A (en) * | 1980-08-01 | 1982-10-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Logic arrangement for recursive digital filter |
DE3171426D1 (en) * | 1980-11-26 | 1985-08-22 | Studer Willi Ag | Method and circuit for converting the sampling frequency of a series of samples avoiding conversion into a continuous signal |
US4460890A (en) * | 1982-01-21 | 1984-07-17 | Sony Corporation | Direct digital to digital sampling rate conversion, method and apparatus |
US4780892A (en) * | 1984-10-05 | 1988-10-25 | Willi Studer Ag | Scanning frequency synchronization method and apparatus |
-
1988
- 1988-02-04 US US07/152,281 patent/US4866647A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-01-26 JP JP1015188A patent/JP2724188B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-01-27 DE DE68927120T patent/DE68927120T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-01-27 EP EP89300793A patent/EP0327268B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-03 CA CA000590101A patent/CA1298354C/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50134348A (ja) * | 1974-04-10 | 1975-10-24 | ||
JPS5760741A (en) * | 1980-09-26 | 1982-04-12 | Nec Corp | Echo erasing device |
EP0151829A1 (en) * | 1984-01-10 | 1985-08-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Interpolating filter arrangement with irrational ratio between the input and the output sampling frequencies |
JPS60217714A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-10-31 | エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン | 補間的時間−離散フイルタ装置 |
US4604720A (en) * | 1984-01-10 | 1986-08-05 | U.S. Philips Corporation | Interpolating filter arrangement with non-rational ratio between the input and the output sampling frequencies |
JPS621312A (ja) * | 1985-06-27 | 1987-01-07 | Toshiba Corp | デイジタルフイルタ |
JPS6261440A (ja) * | 1985-09-11 | 1987-03-18 | Nec Corp | クロツク制御回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0327268B1 (en) | 1996-09-11 |
DE68927120T2 (de) | 1997-01-30 |
JP2724188B2 (ja) | 1998-03-09 |
EP0327268A3 (en) | 1992-08-05 |
CA1298354C (en) | 1992-03-31 |
US4866647A (en) | 1989-09-12 |
DE68927120D1 (de) | 1996-10-17 |
EP0327268A2 (en) | 1989-08-09 |
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