JPH027116A - 共振調整器型電源 - Google Patents
共振調整器型電源Info
- Publication number
- JPH027116A JPH027116A JP62336697A JP33669787A JPH027116A JP H027116 A JPH027116 A JP H027116A JP 62336697 A JP62336697 A JP 62336697A JP 33669787 A JP33669787 A JP 33669787A JP H027116 A JPH027116 A JP H027116A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- voltage
- resonant
- circuit
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 13
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 16
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 9
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 9
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 5
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 3
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 3
- 241001237728 Precis Species 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/13—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using ferroresonant transformers as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
この発明は共振調整器量電源に関するものである。
共振伝達特性曲線の正の勾配のスロープで動作する共振
調整器は共振回路の共振周波数より低い動作周波教範■
内で調整機能を有する。共振調整器の制御回路が動作点
を共振点より高く設定しようとすると、帰還が負帰還か
ら正帰還に変わるために、調整機能が失われてしまう。
調整器は共振回路の共振周波数より低い動作周波教範■
内で調整機能を有する。共振調整器の制御回路が動作点
を共振点より高く設定しようとすると、帰還が負帰還か
ら正帰還に変わるために、調整機能が失われてしまう。
従って１局波数制御ループは、全ての予想しうる動作状
態において調整器の動作点が共振周波数曲線の不適切な
側に位置することがないように設計される。
態において調整器の動作点が共振周波数曲線の不適切な
側に位置することがないように設計される。
周波数制御ループの素子は、共振り素子やＣ素子の値の
公差、電圧帰還素子、例えば、電圧駆動抵抗などの公差
、さらに、一般的に、制御ループ全体の公差を持ってい
る。同波数制御ループに関係する素子は数が多いから、
全ての予想し得る動作条件下で共振調整器の動作点が共
振周波数より低くなるように、全ての公差を充分に小さ
く保つことは実際的ではない。このことは、共振伝達特
性曲線の勾配が急で、良好なループ応答性が得られるよ
うな共振周波数の非常に近い点で動作させたい場合に特
に言えることである。
公差、電圧帰還素子、例えば、電圧駆動抵抗などの公差
、さらに、一般的に、制御ループ全体の公差を持ってい
る。同波数制御ループに関係する素子は数が多いから、
全ての予想し得る動作条件下で共振調整器の動作点が共
振周波数より低くなるように、全ての公差を充分に小さ
く保つことは実際的ではない。このことは、共振伝達特
性曲線の勾配が急で、良好なループ応答性が得られるよ
うな共振周波数の非常に近い点で動作させたい場合に特
に言えることである。
この発明の一態様に従うと、共振調整器量電源は、動作
周波数を制御できる交流入力電圧源に結合され、これに
よって励起される共振回路を含んでいる。この共振回路
に供給回路が結合されており、出力電圧を生成する。交
流入力電圧源には制御回路が結合されており、上記出力
電圧に応答して負帰還ループ中で動作同波数を変化させ
、出力電圧の調整を行う。周波数制限回路が共振回路に
結合されており、動作周波数が共振周波数を通過してし
まうことがないようにしている。
周波数を制御できる交流入力電圧源に結合され、これに
よって励起される共振回路を含んでいる。この共振回路
に供給回路が結合されており、出力電圧を生成する。交
流入力電圧源には制御回路が結合されており、上記出力
電圧に応答して負帰還ループ中で動作同波数を変化させ
、出力電圧の調整を行う。周波数制限回路が共振回路に
結合されており、動作周波数が共振周波数を通過してし
まうことがないようにしている。
この発明の別の特徴によれば％周波数制限回路は、共振
回路の誘導性素子により生成される誘導性電圧を表わす
第１のセンス電圧と、容量性素子によって生成される容
量性電圧を表わす第２のセンス電圧とを発生する。この
発明の特徴の実施においては、これらの２つのセンス電
圧は代数的に加算されて、容量性電圧と誘導性電圧との
振幅の差を表わす第３のセンス電圧が生成される。この
差電圧は共振回路の共振周波数に対する調整器の動作周
波数の接近度を示す。この差電圧に応答して％周波数制
限回路は上記動作周波数が上記共振周波数を通過するこ
とがないようにする。
回路の誘導性素子により生成される誘導性電圧を表わす
第１のセンス電圧と、容量性素子によって生成される容
量性電圧を表わす第２のセンス電圧とを発生する。この
発明の特徴の実施においては、これらの２つのセンス電
圧は代数的に加算されて、容量性電圧と誘導性電圧との
振幅の差を表わす第３のセンス電圧が生成される。この
差電圧は共振回路の共振周波数に対する調整器の動作周
波数の接近度を示す。この差電圧に応答して％周波数制
限回路は上記動作周波数が上記共振周波数を通過するこ
とがないようにする。
第１図に示す共振調整器２０において、交流配電電圧源
２１が全波ブリッジ整流器１９の入力端子２２と２３と
の間に結合されており、直流の未調整入力電圧Ｖｉｎが
供給端子２４と電源２１からは電気的に分離されていな
い電流帰路端子、即ち、接地端子２５との間に発生する
。電圧Ｖｉｎの濾波は同じ値を持つ直列接続されたキャ
パシタＣ１と０２によって行われる。それぞれキャパシ
タＣ１とＣ２の端子ｆｉＪ１に現われる未調整直流電圧
ｖｉ工とｖｉ２は互いに大きさが実質的に等しく、電圧
ｖｉｎの大きさの２分の１である。電圧調整器３３が共
振調整器２０の制御回路用の低い直流電圧＋Ｖを供給す
る。
２１が全波ブリッジ整流器１９の入力端子２２と２３と
の間に結合されており、直流の未調整入力電圧Ｖｉｎが
供給端子２４と電源２１からは電気的に分離されていな
い電流帰路端子、即ち、接地端子２５との間に発生する
。電圧Ｖｉｎの濾波は同じ値を持つ直列接続されたキャ
パシタＣ１と０２によって行われる。それぞれキャパシ
タＣ１とＣ２の端子ｆｉＪ１に現われる未調整直流電圧
ｖｉ工とｖｉ２は互いに大きさが実質的に等しく、電圧
ｖｉｎの大きさの２分の１である。電圧調整器３３が共
振調整器２０の制御回路用の低い直流電圧＋Ｖを供給す
る。
ＬＣ共振回路１０は、一端が直流阻止キャパシタＣ３を
介して中間供給端子２６に、他端が方形波入力端子３０
に結合されたインダクタＬ□とキャパシタｃｏの直列接
続体を含んでいる。共振回路１０は、周波数ｆが制御可
能な交番方形波入力電圧Ｖ８．の電圧源４０に結合され
ており、これによって付勢される。
介して中間供給端子２６に、他端が方形波入力端子３０
に結合されたインダクタＬ□とキャパシタｃｏの直列接
続体を含んでいる。共振回路１０は、周波数ｆが制御可
能な交番方形波入力電圧Ｖ８．の電圧源４０に結合され
ており、これによって付勢される。
方形波電圧源４０は、方形波発振器電圧Ｖ。８ｏを発生
する可制御周波数発振器４１．駆動段４２及びプッシュ
プルスイッチＳ１と８２を備えている。プッシュプル構
成とするために、スイッチＳ１は供給端子２４と方形波
入力端子３０の間に、また、スイッチＳ２は入力端子３
０と非分離接地点との間にそれぞれ結合されている。ス
イッチＳ１と８２をプッシュプル的に動作させるために
、駆動段４２の出力はスイッチＳ２に供給する前に、イ
ンバータ４３によって反転されている。キャパシタＣ３
が、非対称なスイッチング動作によって、あるいはキャ
パシタＣ１と０２の値が異なることによって生じる残留
直流成分を阻止する。
する可制御周波数発振器４１．駆動段４２及びプッシュ
プルスイッチＳ１と８２を備えている。プッシュプル構
成とするために、スイッチＳ１は供給端子２４と方形波
入力端子３０の間に、また、スイッチＳ２は入力端子３
０と非分離接地点との間にそれぞれ結合されている。ス
イッチＳ１と８２をプッシュプル的に動作させるために
、駆動段４２の出力はスイッチＳ２に供給する前に、イ
ンバータ４３によって反転されている。キャパシタＣ３
が、非対称なスイッチング動作によって、あるいはキャ
パシタＣ１と０２の値が異なることによって生じる残留
直流成分を阻止する。
動作において、方形波入力電圧Ｖｓ、が共振回路１０を
発振状態へ励起して、共去ギャパシタＣ□の両端間に全
体的に見て正弦波の供給電圧■。を発生させる。電圧ｖ
ｏは方形波入力電圧ｖ８．の励起周波数、即ち、動作周
波数ｆに基本周波数を持つ。共振インダクタＬ□の両端
間に現われる電圧も１周波数がｆでほぼ正弦波の′１圧
であるが、この電圧は電圧ｖ８．の前縁と後縁の遷移部
で大きさが階段状に変化する波形である。方形波電圧ｖ
８．及び誘導性及び容量性電圧の正弦波成分の間の位相
関係は、負荷に伴い、また、交流配電電圧の変化に伴っ
て変化する。
発振状態へ励起して、共去ギャパシタＣ□の両端間に全
体的に見て正弦波の供給電圧■。を発生させる。電圧ｖ
ｏは方形波入力電圧ｖ８．の励起周波数、即ち、動作周
波数ｆに基本周波数を持つ。共振インダクタＬ□の両端
間に現われる電圧も１周波数がｆでほぼ正弦波の′１圧
であるが、この電圧は電圧ｖ８．の前縁と後縁の遷移部
で大きさが階段状に変化する波形である。方形波電圧ｖ
８．及び誘導性及び容量性電圧の正弦波成分の間の位相
関係は、負荷に伴い、また、交流配電電圧の変化に伴っ
て変化する。
電力変成器Ｔ１の１次巻線Ｗ１が共振回路１０の共振キ
ャパシタｃｏの両端間に結合されている。巻線Ｗ１の呈
するインダクタンスは、インダクタＬ。
ャパシタｃｏの両端間に結合されている。巻線Ｗ１の呈
するインダクタンスは、インダクタＬ。
の値に対する値によっては、共振回路１０の共振同波数
に影響を及ぼすことがある。
に影響を及ぼすことがある。
電圧Ｖ。は１次巻線Ｗ１の両端間に加えられ、密に結合
された２次巻線Ｗ３〜Ｗ５の両端間に正弦波出力電圧を
生じさせる。これらの電圧はそれぞれ素子２７〜２９に
より整流濾波されて、それぞれの負荷回路（図示せず）
を付勢する直流供給電圧Ｖ１〜Ｖ３を生成する。電力変
成器Ｔ１は、さらに。
された２次巻線Ｗ３〜Ｗ５の両端間に正弦波出力電圧を
生じさせる。これらの電圧はそれぞれ素子２７〜２９に
より整流濾波されて、それぞれの負荷回路（図示せず）
を付勢する直流供給電圧Ｖ１〜Ｖ３を生成する。電力変
成器Ｔ１は、さらに。
配電電圧源２１と供゛給電圧Ｖｌ−Ｖ３により付勢され
る負荷回路との間に電気的衝撃に対する分離を与える。
る負荷回路との間に電気的衝撃に対する分離を与える。
従って、変成器Ｔ１の２次側負荷回路に対する電流帰路
端子、即ち、接地端子は、１次側の接地端子２５から電
気的に分離されている。
端子、即ち、接地端子は、１次側の接地端子２５から電
気的に分離されている。
周波数制御回路５０は、供給電圧Ｖｌ−Ｖ３を配電電源
電圧及び負荷の変動に伴って調整する負帰還ループを形
成している。出力電圧を調整するために、出力電圧の１
つ１例えば、電圧Ｖ１がＰＮＰ誤差増幅トランジスタＱ
１のエミッタに、レベルシフトを与える電圧基準ツェナ
ーダイオードｚ１を介して直流的に結合されている。ま
た、電圧Ｖｌは分圧抵抗回路網Ｒ１〜Ｒ４を介してトラ
ンジスタＱ１のベースにも結合されている。このベース
は分圧器の可調整中間点に結合されている。
電圧及び負荷の変動に伴って調整する負帰還ループを形
成している。出力電圧を調整するために、出力電圧の１
つ１例えば、電圧Ｖ１がＰＮＰ誤差増幅トランジスタＱ
１のエミッタに、レベルシフトを与える電圧基準ツェナ
ーダイオードｚ１を介して直流的に結合されている。ま
た、電圧Ｖｌは分圧抵抗回路網Ｒ１〜Ｒ４を介してトラ
ンジスタＱ１のベースにも結合されている。このベース
は分圧器の可調整中間点に結合されている。
トランジスタＱｌのコレクタはコレクタ負荷抵抗Ｒ８を
通して、出力ビン４に結合された負荷抵抗Ｒ１６の両端
間に帰還電圧ｖｆを発生するオプトアイソレータ増幅器
Ｕ３の入力ビン１に結合されている。増幅器Ｕ３として
は、米国ニューヨーク州オーパーンのジェネラル・イレ
クトリック・カムハニ半導体製品部門で製造されている
オプトアイソレータＣＮＹ ５１を用いることができる
。
通して、出力ビン４に結合された負荷抵抗Ｒ１６の両端
間に帰還電圧ｖｆを発生するオプトアイソレータ増幅器
Ｕ３の入力ビン１に結合されている。増幅器Ｕ３として
は、米国ニューヨーク州オーパーンのジェネラル・イレ
クトリック・カムハニ半導体製品部門で製造されている
オプトアイソレータＣＮＹ ５１を用いることができる
。
帰還電圧Ｖｆは９増幅器Ｕｌの非反転入力端子に供給さ
れ、増幅器Ｕ１の出力に周波数制御電圧ｖｃ１が生成さ
れる。増幅器Ｕ１の反転入力端子は抵抗Ｒ１７を介して
接地されている。増幅器Ｕ１の線形動作は電圧■。、を
抵抗Ｒ１８とＲ１９を介して反転入力端子に帰還させる
ことにより得られる。増幅器Ｕ１の利得はこの帰還抵抗
の値によって決まる。
れ、増幅器Ｕ１の出力に周波数制御電圧ｖｃ１が生成さ
れる。増幅器Ｕ１の反転入力端子は抵抗Ｒ１７を介して
接地されている。増幅器Ｕ１の線形動作は電圧■。、を
抵抗Ｒ１８とＲ１９を介して反転入力端子に帰還させる
ことにより得られる。増幅器Ｕ１の利得はこの帰還抵抗
の値によって決まる。
通常の調整動作においては２周波数制御電圧Ｖ。、は抵
抗Ｒ２０とパｘ スＡ／ −（ｐａｓｓ −ｔｈｒｏｕ
ｇｈ）ダイオードＤ４とを介して発振器４１の周波数制
御入力ビン４に供給される。この周波数制御入力ビン４
に結合されている抵抗Ｒ２１の両端間に現われる周波数
制御電圧Ｖ は帰還周波数制御電圧Ｖ。ＩＶｃ従っＯ て変化する。
抗Ｒ２０とパｘ スＡ／ −（ｐａｓｓ −ｔｈｒｏｕ
ｇｈ）ダイオードＤ４とを介して発振器４１の周波数制
御入力ビン４に供給される。この周波数制御入力ビン４
に結合されている抵抗Ｒ２１の両端間に現われる周波数
制御電圧Ｖ は帰還周波数制御電圧Ｖ。ＩＶｃ従っＯ て変化する。
第２図は共振調整器２０の動作に付随する典型的な共振
伝達特性曲線を示す。例えば、曲線３１は電力変成器Ｔ
１に等価抵抗ＲＬ＝ＲＬ□が負荷として与えられた時の
未調整電圧Ｖｉｎのある与えられたレベルに対する伝達
特性を表わしている。
伝達特性曲線を示す。例えば、曲線３１は電力変成器Ｔ
１に等価抵抗ＲＬ＝ＲＬ□が負荷として与えられた時の
未調整電圧Ｖｉｎのある与えられたレベルに対する伝達
特性を表わしている。
同波数制御回路５０は、曲線３１上の動作点Ｐ□が、出
力供給電圧Ｖ１をその所望レベルに調整する同波数ｆ□
にくるように動作周波数ｆを制御する。伝達特性曲線３
１の正のスロープに動作点Ｐ□が位置していることから
１周波数制御回路５０は共振周波数’ ｒｅｓよりも低
い、即ち、左側の周波数で調整動作を行うように設計さ
れていることが理解できる１゜次に、電力変成器Ｔ１へ
の負荷が等価９、荷抵抗値ＲＬ１からそれより小さい抵
抗値ＲＬ２△、増加した場合を考える。この新しい動作
条件に対°ノる共振回路１０の共振伝達特性曲線は第２
図の曲線３２となる。曲線３２についての共振周波数は
曲線３１の共振周波数ｆｒｅｓに非常に接近している。
力供給電圧Ｖ１をその所望レベルに調整する同波数ｆ□
にくるように動作周波数ｆを制御する。伝達特性曲線３
１の正のスロープに動作点Ｐ□が位置していることから
１周波数制御回路５０は共振周波数’ ｒｅｓよりも低
い、即ち、左側の周波数で調整動作を行うように設計さ
れていることが理解できる１゜次に、電力変成器Ｔ１へ
の負荷が等価９、荷抵抗値ＲＬ１からそれより小さい抵
抗値ＲＬ２△、増加した場合を考える。この新しい動作
条件に対°ノる共振回路１０の共振伝達特性曲線は第２
図の曲線３２となる。曲線３２についての共振周波数は
曲線３１の共振周波数ｆｒｅｓに非常に接近している。
しかし７共振回路１０への負荷が増加しているために２
曲線３２のピークは曲線３１のピークよりも低く、共ユ
、周波数（７’′ｌｌハずれの側のスロープも曲線３１
の場合ｄ、シも緩やかである。
曲線３２のピークは曲線３１のピークよりも低く、共ユ
、周波数（７’′ｌｌハずれの側のスロープも曲線３１
の場合ｄ、シも緩やかである。
も１−１周波数制御回路５０がこの負荷の増加に対応で
きず、かつ、動作周波数がｆ□に滞るならば、新【７い
動作点Ｐ′は曲？ｍ３２上の点となり、−１の結果７ｉ
１Ｅ弦波入力電圧ｙ。の振幅が低下し、供給電圧Ｖ１〜
Ｖ３のレベルが低下してしまう。しかし１周波数制御回
路５０は、負荷が増加した場合に供給電圧ｖ１が低下し
ようとすると、それに応答して動作同波数をより高い周
波数ｆ２に変える。動作周波数が高くなると、電圧Ｖ１
をその正しい調整されたレベルに復帰させる曲線３２上
の動作点Ｐ２が設定される。
きず、かつ、動作周波数がｆ□に滞るならば、新【７い
動作点Ｐ′は曲？ｍ３２上の点となり、−１の結果７ｉ
１Ｅ弦波入力電圧ｙ。の振幅が低下し、供給電圧Ｖ１〜
Ｖ３のレベルが低下してしまう。しかし１周波数制御回
路５０は、負荷が増加した場合に供給電圧ｖ１が低下し
ようとすると、それに応答して動作同波数をより高い周
波数ｆ２に変える。動作周波数が高くなると、電圧Ｖ１
をその正しい調整されたレベルに復帰させる曲線３２上
の動作点Ｐ２が設定される。
周波数制御回路５０は、例えば、負荷の増大が供給電圧
Ｖ１を低下させようとする時に１次のように動作して動
作周波数を上昇させる。供給電圧Ｖ１）低下はツェナー
ダイオードｚ１を介してトランシフ、りＱｌのエミッタ
にそのまま結合され、一方。
Ｖ１を低下させようとする時に１次のように動作して動
作周波数を上昇させる。供給電圧Ｖ１）低下はツェナー
ダイオードｚ１を介してトランシフ、りＱｌのエミッタ
にそのまま結合され、一方。
分圧器Ｒ１〜Ｒ４を介して比例関係でベースに供給され
ているので、トランジスタの導通度は低下寸゛る。トラ
ンシフ、りＱｌの導通度が低下すると、帰還電圧■ｆが
低下し、それが増幅器Ｕ１によって増幅されて周波数制
御電圧ＶＣ□の低下を生じさせる。周波数制御電圧Ｖｃ
工の低下はダイオードＤ４を通して送られ（パススルー
）１発振器の周波数制御ビン４における発振器周波数制
御電圧Ｖ。０の低下として現われる。
ているので、トランジスタの導通度は低下寸゛る。トラ
ンシフ、りＱｌの導通度が低下すると、帰還電圧■ｆが
低下し、それが増幅器Ｕ１によって増幅されて周波数制
御電圧ＶＣ□の低下を生じさせる。周波数制御電圧Ｖｃ
工の低下はダイオードＤ４を通して送られ（パススルー
）１発振器の周波数制御ビン４における発振器周波数制
御電圧Ｖ。０の低下として現われる。
発振器４１としては、米国カリフォルニア州すニ−＜
−ル（５ｕｎｎｙｖａｌｅ ）（７） ＥＸ ＡＲ４ン
テグレーテツド・システムズ・イノコーボレーテット（
Ｅ）ＩＲＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、Ｉｎ
ｃ、）製のプリシジＥ７−オツシレータ（Ｐｒｅｃｉｓ
ｉｏｎ ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ） ＸＲ−２２０９を用
いることができる。発振器４１は周波数制御電圧Ｖ。０
の低下に対して１発振器の同波数を増大させるような応
答をするように設計されている。従って、供給電圧Ｖ１
の低下に応答して、共振回路１０の動作周波数は、制御
回路５ｏによって形成される負帰還ループの利得に従っ
て増大する。
−ル（５ｕｎｎｙｖａｌｅ ）（７） ＥＸ ＡＲ４ン
テグレーテツド・システムズ・イノコーボレーテット（
Ｅ）ＩＲＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ、Ｉｎ
ｃ、）製のプリシジＥ７−オツシレータ（Ｐｒｅｃｉｓ
ｉｏｎ ０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ） ＸＲ−２２０９を用
いることができる。発振器４１は周波数制御電圧Ｖ。０
の低下に対して１発振器の同波数を増大させるような応
答をするように設計されている。従って、供給電圧Ｖ１
の低下に応答して、共振回路１０の動作周波数は、制御
回路５ｏによって形成される負帰還ループの利得に従っ
て増大する。
ζ；ａＶｒ−より、第２図の曲線３２上の新しい動作点
Ｐ２Ｃ」より高い周波数ｆ＝ｆ２に設定され、供給電圧
は調整されたレベルに復帰する。
Ｐ２Ｃ」より高い周波数ｆ＝ｆ２に設定され、供給電圧
は調整されたレベルに復帰する。
共振調整器２０を、その正常動作周波数範囲がその端で
共振回路１０の共振周波数に非常に接近するように設計
することが望まれる。このような設計選択を行うと、調
整器は共振伝達特性曲線の比較的急勾配の部分で動作し
、従って、良好ｔクループ応答性と比較的広い調整範囲
が得られる。
共振回路１０の共振周波数に非常に接近するように設計
することが望まれる。このような設計選択を行うと、調
整器は共振伝達特性曲線の比較的急勾配の部分で動作し
、従って、良好ｔクループ応答性と比較的広い調整範囲
が得られる。
しか［−７２回路の公差のために、ある伝達特性曲線上
の調整器の動作点が共振周波数に接近して。
の調整器の動作点が共振周波数に接近して。
周波数制御回路５０によって動作点が１例えば１曲線３
２の負のスロープ上に位置させられるということが生じ
る可能性がある。動作周波数が共振周波数を通り越して
しまうようなことになると、周波数制御回路は今度は正
帰還モードで動作することになるために、調整機能は完
全に失われてしまう。
２の負のスロープ上に位置させられるということが生じ
る可能性がある。動作周波数が共振周波数を通り越して
しまうようなことになると、周波数制御回路は今度は正
帰還モードで動作することになるために、調整機能は完
全に失われてしまう。
例えば、制御回路５０は供給電圧の低下に応答して動作
周波数を低下させずに、かえって増大させ。
周波数を低下させずに、かえって増大させ。
その結果、供給電圧がさらに低下してしまうことになる
場合がある。
場合がある。
この発明の一態様では、共振調整器２ｏは、動作周波数
が共振周波数を通り越してしまわないようにする周波数
制限回路６ｏを備えている。動作周波数が共振１記波数
に近いがそれより低い時、キャパシタＣ□の両端間の交
流電圧はインダクタＬｏの両端間の交流電圧よりも太き
い。動作周波数が共振周波数を僅かに超えると、インダ
クタＬｏの両端間の交流電圧がキャパシタｃｏの両端間
の交流電圧より大きくなる。共振周波数では、キャパシ
タＣ□の両端間の交流電圧とインダクタ妬の両端間の交
流電圧は互いに等しい。周波数制限回路６０では、共振
回路１０の誘導性素子場によって生成される電圧はこの
素子（インダクタ）Ｌ□に磁気的に結合されている２次
巻線Ｗ８によって検出される。
が共振周波数を通り越してしまわないようにする周波数
制限回路６ｏを備えている。動作周波数が共振１記波数
に近いがそれより低い時、キャパシタＣ□の両端間の交
流電圧はインダクタＬｏの両端間の交流電圧よりも太き
い。動作周波数が共振周波数を僅かに超えると、インダ
クタＬｏの両端間の交流電圧がキャパシタｃｏの両端間
の交流電圧より大きくなる。共振周波数では、キャパシ
タＣ□の両端間の交流電圧とインダクタ妬の両端間の交
流電圧は互いに等しい。周波数制限回路６０では、共振
回路１０の誘導性素子場によって生成される電圧はこの
素子（インダクタ）Ｌ□に磁気的に結合されている２次
巻線Ｗ８によって検出される。
周波数制限回路６０は共振回路１０の容量性素子ｃ。
の両端間に生成される電圧■。の振幅も検出する。
この容量性電圧は１次巻線Ｗｌと密に結合されている変
成器Ｔ１の２次巻線Ｗ２によって検出さｎる。巻線Ｗ２
の両端間の電圧ｖｃＡｃは容量性電圧ｖｏを表わす変成
電圧である。調整が行われなければ、キャパシタｃｍの
両端間の交流電圧は動作周波数の増加に伴って低下する
。しかし、電圧Ｖｃ八〇の振幅は、通常の動作条件下で
は、共振調整器２０による調整機能によって変化せずに
滞ろうとする。
成器Ｔ１の２次巻線Ｗ２によって検出さｎる。巻線Ｗ２
の両端間の電圧ｖｃＡｃは容量性電圧ｖｏを表わす変成
電圧である。調整が行われなければ、キャパシタｃｍの
両端間の交流電圧は動作周波数の増加に伴って低下する
。しかし、電圧Ｖｃ八〇の振幅は、通常の動作条件下で
は、共振調整器２０による調整機能によって変化せずに
滞ろうとする。
容量性電圧ｖｃＡｃは抵抗Ｒ５とキャパシタＣ５によっ
て低域濾波され、ダイオードＤ１によって整流されてキ
ャパシタＣ８を充電する。これによって、電圧Ｖ。ＡＣ
！の振幅に応じた大きさの正の直流センス電圧＋Ｖｃが
生成される。誘導性電圧ｖＬＡｃは抵抗Ｒ６とキャパシ
タＣ６によって低域濾波され、ダイオードＤ２によって
整流されてキャパシタＣ９を充電し、これにより、電圧
ｖＬＡＣの振幅に応じた大きさを持つ負の直流センス電
圧−ｖＬが生成される。
て低域濾波され、ダイオードＤ１によって整流されてキ
ャパシタＣ８を充電する。これによって、電圧Ｖ。ＡＣ
！の振幅に応じた大きさの正の直流センス電圧＋Ｖｃが
生成される。誘導性電圧ｖＬＡｃは抵抗Ｒ６とキャパシ
タＣ６によって低域濾波され、ダイオードＤ２によって
整流されてキャパシタＣ９を充電し、これにより、電圧
ｖＬＡＣの振幅に応じた大きさを持つ負の直流センス電
圧−ｖＬが生成される。
容量性センス電圧＋Ｖｃと誘導性センス電圧−ｖＬは各
抵抗Ｒ９とＲＩＯとを介して代数的に加算され、加算接
続端子３４に結合された抵抗Ｒ１ｉの両端間に差電圧ｖ
ｄｉｆが生成されるａ４→今ｉ→°−従って、電圧Ｖｄ
１ｆは容 量性センス電圧と誘導性センス電圧の大きさの差に関係
している。即ち、ｖｄｉｆｃｃ（Ｖｃ−ｖＬ）テする。
抵抗Ｒ９とＲＩＯとを介して代数的に加算され、加算接
続端子３４に結合された抵抗Ｒ１ｉの両端間に差電圧ｖ
ｄｉｆが生成されるａ４→今ｉ→°−従って、電圧Ｖｄ
１ｆは容 量性センス電圧と誘導性センス電圧の大きさの差に関係
している。即ち、ｖｄｉｆｃｃ（Ｖｃ−ｖＬ）テする。
電圧ｖｄｉｆは非反転入力端子が接地されている増幅器
Ｕ２の反転入力端子に供給される。増幅器Ｕ２の出力は
抵抗Ｒ１５とダイオードＤ３とを介して発振器４１の周
波数制御ビン４に結合されている。
Ｕ２の反転入力端子に供給される。増幅器Ｕ２の出力は
抵抗Ｒ１５とダイオードＤ３とを介して発振器４１の周
波数制御ビン４に結合されている。
増幅器Ｕ２に対する負帰還が出力端子と反転入力端子間
に直列に接続された抵抗Ｒ１３とＲ１４によって与えら
れている。各増幅器Ｕ１とＵ２として。
に直列に接続された抵抗Ｒ１３とＲ１４によって与えら
れている。各増幅器Ｕ１とＵ２として。
米国ニュージャージ州サマービルのアールシーニー・コ
ーポレーションのソリッド・ステート・デイビジョン製
のＣＡ３１４０を用いることができる。
ーポレーションのソリッド・ステート・デイビジョン製
のＣＡ３１４０を用いることができる。
インダクタＬｏとキャバ７りＣｏの各両端間交流電圧が
互いに等しい時は、共振回路１０はその共振周波数で動
作している。この発明ばあインダクタＬＱとキャパシタ
ｃｏの各両端間電圧相互間の所定の最小差に応答して、
動作周波数の増加を制限することにより、動作周波数を
共振周波数より所定の量だけ低い周波数に制限するため
の構成を提供するものである。上記の電圧差はその所定
最小値より下には低下しないので、共振回路１０の共振
周波数に達することはない。
互いに等しい時は、共振回路１０はその共振周波数で動
作している。この発明ばあインダクタＬＱとキャパシタ
ｃｏの各両端間電圧相互間の所定の最小差に応答して、
動作周波数の増加を制限することにより、動作周波数を
共振周波数より所定の量だけ低い周波数に制限するため
の構成を提供するものである。上記の電圧差はその所定
最小値より下には低下しないので、共振回路１０の共振
周波数に達することはない。
巻線Ｗ２とＷ３の巻回数を適切に選択することにより、
誘導性センス電圧ｖ１の大きさを、共振周波数より低い
正常動作周波数範囲内で、容量性センス電圧Ｖｃの大き
さよりも小さく維持する。こうすれば、差電圧Ｖｄ１ｆ
は正の値となる。
誘導性センス電圧ｖ１の大きさを、共振周波数より低い
正常動作周波数範囲内で、容量性センス電圧Ｖｃの大き
さよりも小さく維持する。こうすれば、差電圧Ｖｄ１ｆ
は正の値となる。
正の電圧ｖｄｉｆ’が増幅器Ｕ２の反転入力端子に加え
られると、増幅器Ｕ２がカットオフとなる。
られると、増幅器Ｕ２がカットオフとなる。
周波数制御ビン４の電圧は共振調整器２０の正常動作中
は正であるから、ダイオードＤ３は逆バイアスされて、
増幅器Ｕ２の出力の電圧がビン４に伝送されて周波数制
御回路５０により形成されたｎ帰還ループの正常動作に
影響を及ぼすことがないようにする。
は正であるから、ダイオードＤ３は逆バイアスされて、
増幅器Ｕ２の出力の電圧がビン４に伝送されて周波数制
御回路５０により形成されたｎ帰還ループの正常動作に
影響を及ぼすことがないようにする。
共振調整器２０の動作周波数が増大して動作点外例えば
、第２図の特性曲線３２上の共振周波数の、方向に移動
させるに従って１周波数’ｍ２において動作点Ｐｍ２に
達する。この周波数ｆｍ２では、誘導性センス電圧−Ｖ
Ｌの大きさは電圧Ｖｄ１ｆの極性を反転させるに充分な
大きさに増加しており、その結果、電圧ｖｄｉｆは負の
値となる。増幅器Ｕ２の出力に発生する制御電圧Ｖｃ２
は正の値の電圧とへ６増幅器Ｕ２の帰還抵抗は増幅器Ｕ
１の帰還抵抗よりかなり大きく、例えば、１０倍または
それ以上とされている。従って、増幅器Ｕ２の電圧利得
は増幅器Ｔ、］’ １の電圧利得よりもかなり大きい４
゜電圧ｖｄｉｆが周波数ｆｍ２で負になると、周波数が
それ以上僅かでも上昇ると、正の制御電圧Ｖ。２に比較
的大きな増加を生じさせる。すると、ダイオードＤ３が
順バイアスされ、電圧Ｖ。２を発振器４１の周波数制御
ビン４に供給されるように通過させる。ダイオードＤ４
は逆バイアスされ、電圧Ｖｏ□が周波数制御ビン４に結
合されることを阻止する。これにより、発振器同波数制
御電圧ｖｃｏは完全に制御電圧ｖｃ２によって制御され
る１ことになる。すると、同波数制御回路５０により与
えられる負帰還ループが非動作状態とされ、増幅器Ｕ１
に比して増幅器Ｕ２の利得が大きいことにより、動作周
波数をそれ以上上昇させようとする動きは全て働かなく
なる。さらに１周波数制御回路５０が動作同波数を上昇
させるためには１周波数制御電圧Ｖｏ□を低下させねば
ならない。そうすると、ダイオードＤ４の両端間にかか
る逆バイアス電位がますます増大してしまう。このよう
にして１周波数制限回路６０は共振調整器の動作周波数
が周波数ｆｍ２を超えて上昇することを防止する。
、第２図の特性曲線３２上の共振周波数の、方向に移動
させるに従って１周波数’ｍ２において動作点Ｐｍ２に
達する。この周波数ｆｍ２では、誘導性センス電圧−Ｖ
Ｌの大きさは電圧Ｖｄ１ｆの極性を反転させるに充分な
大きさに増加しており、その結果、電圧ｖｄｉｆは負の
値となる。増幅器Ｕ２の出力に発生する制御電圧Ｖｃ２
は正の値の電圧とへ６増幅器Ｕ２の帰還抵抗は増幅器Ｕ
１の帰還抵抗よりかなり大きく、例えば、１０倍または
それ以上とされている。従って、増幅器Ｕ２の電圧利得
は増幅器Ｔ、］’ １の電圧利得よりもかなり大きい４
゜電圧ｖｄｉｆが周波数ｆｍ２で負になると、周波数が
それ以上僅かでも上昇ると、正の制御電圧Ｖ。２に比較
的大きな増加を生じさせる。すると、ダイオードＤ３が
順バイアスされ、電圧Ｖ。２を発振器４１の周波数制御
ビン４に供給されるように通過させる。ダイオードＤ４
は逆バイアスされ、電圧Ｖｏ□が周波数制御ビン４に結
合されることを阻止する。これにより、発振器同波数制
御電圧ｖｃｏは完全に制御電圧ｖｃ２によって制御され
る１ことになる。すると、同波数制御回路５０により与
えられる負帰還ループが非動作状態とされ、増幅器Ｕ１
に比して増幅器Ｕ２の利得が大きいことにより、動作周
波数をそれ以上上昇させようとする動きは全て働かなく
なる。さらに１周波数制御回路５０が動作同波数を上昇
させるためには１周波数制御電圧Ｖｏ□を低下させねば
ならない。そうすると、ダイオードＤ４の両端間にかか
る逆バイアス電位がますます増大してしまう。このよう
にして１周波数制限回路６０は共振調整器の動作周波数
が周波数ｆｍ２を超えて上昇することを防止する。
共振周波数１自体は、構成素子の公差、温度及び経年変
化のために変動することがあっても５周波数制限回路６
０は動作の周波数の上限を共振周波数より低い所定の設
計保護領域に自動的に保持するように働く。共振回路１
０の誘導性素子り。と容量性素子Ｃ８のそれぞれの両端
間の交流電圧の相対的な大きさは、共振周波数の近くに
おいては、相互に逆の関係で追随する。動作周波数がど
の程度まで共振周波数に近づいているかを示す電圧Ｖｄ
１ｆは誘導性電圧と容量性電圧の大きさの差に関係して
いる。電圧Ｖｄ１ｆは、伝達特性曲線上の共振周波数の
各側に関係する領域では単調関数であって。
化のために変動することがあっても５周波数制限回路６
０は動作の周波数の上限を共振周波数より低い所定の設
計保護領域に自動的に保持するように働く。共振回路１
０の誘導性素子り。と容量性素子Ｃ８のそれぞれの両端
間の交流電圧の相対的な大きさは、共振周波数の近くに
おいては、相互に逆の関係で追随する。動作周波数がど
の程度まで共振周波数に近づいているかを示す電圧Ｖｄ
１ｆは誘導性電圧と容量性電圧の大きさの差に関係して
いる。電圧Ｖｄ１ｆは、伝達特性曲線上の共振周波数の
各側に関係する領域では単調関数であって。
周波数が共振周波数に近づくと、電圧ｖｄｉｆの極性が
反転する。
反転する。
極性の反転が共振周波数への到達前に起きるように設計
すれば、周波数制限回路６０の付勢を、共振周波数その
ものを変化させてしまうような素子の公差、温度変化、
経年変化に比較的左右されない量だけ共振周波数より下
の周波数で行わせることができる。従って、公差、温度
、素子の経年変化の影響で、第２図の曲線３２′のよう
な異なる共振周波数”ｒ ｅ ｓを持つ異なる共振伝達
特性曲線となっても、周波数制限回路６０は依然として
制限動作を行うことができる。上限周波数ｆ′ｍ２では
、調整器の動作点と周波数は共振周波数のすぐ下１例え
ば、点Ｐ’。に移動するであろう。さらに、電圧ｖｄｉ
ｆは共振周波数を通る単調関数であるので。
すれば、周波数制限回路６０の付勢を、共振周波数その
ものを変化させてしまうような素子の公差、温度変化、
経年変化に比較的左右されない量だけ共振周波数より下
の周波数で行わせることができる。従って、公差、温度
、素子の経年変化の影響で、第２図の曲線３２′のよう
な異なる共振周波数”ｒ ｅ ｓを持つ異なる共振伝達
特性曲線となっても、周波数制限回路６０は依然として
制限動作を行うことができる。上限周波数ｆ′ｍ２では
、調整器の動作点と周波数は共振周波数のすぐ下１例え
ば、点Ｐ’。に移動するであろう。さらに、電圧ｖｄｉ
ｆは共振周波数を通る単調関数であるので。
負帰還動作から正帰還動作への反転を経験することなく
動作周波数を制限することができる。
動作周波数を制限することができる。
周波数制限回路６０は短絡負荷状態においても周波数制
限を有するという利点がある。電力変成器Ｔ１で短絡が
生じると、入力電圧■。と容量性センス電圧＋Ｖｃはな
くなるか、あるいは、振幅が大幅に減少し、一方、誘導
性センス電圧−ＶＬの振幅は実質的に増加する。すると
、差電圧Ｖｄ１ｆは負となって制御電圧ｖｃｏを比較的
大きな値にし、それによって、動作周波数は共振同波数
以下になる。
限を有するという利点がある。電力変成器Ｔ１で短絡が
生じると、入力電圧■。と容量性センス電圧＋Ｖｃはな
くなるか、あるいは、振幅が大幅に減少し、一方、誘導
性センス電圧−ＶＬの振幅は実質的に増加する。すると
、差電圧Ｖｄ１ｆは負となって制御電圧ｖｃｏを比較的
大きな値にし、それによって、動作周波数は共振同波数
以下になる。
漏洩を無視し得るものとして、インダクタＬｏと変成器
Ｔ１に関して次のような値を採用することができる。但
し、これは例示にすぎない。インダクタＬｏのイ／ダ◆
クタンスは４４０μＨ，Ｗ３の巻回数対しく）の巻回数
の比は、７二６７゜変成器Ｔ１はキャパシタＣｏの両端
間に８００μＨの実効インタリタンスを呈し、Ｗ２の巻
回数対Ｗ１の巻回数の比は５：４９である。
Ｔ１に関して次のような値を採用することができる。但
し、これは例示にすぎない。インダクタＬｏのイ／ダ◆
クタンスは４４０μＨ，Ｗ３の巻回数対しく）の巻回数
の比は、７二６７゜変成器Ｔ１はキャパシタＣｏの両端
間に８００μＨの実効インタリタンスを呈し、Ｗ２の巻
回数対Ｗ１の巻回数の比は５：４９である。
正規の構成要素の値に対する動作同波数の一例は次の通
りである。交流２７ｏＶ（ＲＭＳ）の高い交流配電電圧
で、等偏負荷が１００ Ｗの時の動作周波数は５６．４
ＫＨｚ、交流１８０ Ｖ （ＲＭＳ ）の低い交流配電
電圧で１等価負荷が１００ Ｗの時の動作周波数は６７
ＫＨｚである。共振周波数は約７７ＫＨｚで上限周波数
は約７５．５ＫＨｚである。
りである。交流２７ｏＶ（ＲＭＳ）の高い交流配電電圧
で、等偏負荷が１００ Ｗの時の動作周波数は５６．４
ＫＨｚ、交流１８０ Ｖ （ＲＭＳ ）の低い交流配電
電圧で１等価負荷が１００ Ｗの時の動作周波数は６７
ＫＨｚである。共振周波数は約７７ＫＨｚで上限周波数
は約７５．５ＫＨｚである。
第１図はこの発明による共振調整器量電源を示す図、第
２図は第１図の回路の動作に関係する共振伝達特性曲線
を示す図である。 Ｓｌ、Ｓ２・・・交番久方電圧源、１０・・・共振回路
−Ｌｏ・・・誘導性素子、ｃｏ・・・容量性素子、２７
・・・出力供給電圧発生手段、 ５０・・・制御回路、
Ｕｌ・・・第１の増幅器、 ６０・・・周波数制限回路
、Ｕ２・・・第２の増幅器。 Ｄ３ スイッチング 構成。
２図は第１図の回路の動作に関係する共振伝達特性曲線
を示す図である。 Ｓｌ、Ｓ２・・・交番久方電圧源、１０・・・共振回路
−Ｌｏ・・・誘導性素子、ｃｏ・・・容量性素子、２７
・・・出力供給電圧発生手段、 ５０・・・制御回路、
Ｕｌ・・・第１の増幅器、 ６０・・・周波数制限回路
、Ｕ２・・・第２の増幅器。 Ｄ３ スイッチング 構成。
Claims (2)
- （１）動作周波数が制御可能な交番入力電圧の電圧源と
、 この電圧源に結合され、これによつて励起される、ある
共振周波数を有し、誘導性素子と容量性素子とを含む共
振回路と、 この共振回路に結合された出力供給電圧を発生する手段
と、 上記電圧源に結合されており、上記出力供給電圧に応答
して、上記出力供給電圧を調整するために負帰還ループ
において上記動作周波数を変化させる制御回路であつて
、上記出力供給電圧を現わす負帰還電圧を増幅するため
の第１の増幅器を含むものと、 上記共振回路に結合されており、上記動作周波数が上記
共振周波数を通過しないようにする周波数制限回路であ
つて、上記共振回路に結合されていて第１と第２の交流
信号を発生する手段と、この第１と第２の交流信号に応
答して上記動作周波数の上記共振周波数への近さを表す
周波数センス電圧を発生する手段とを含む周波数制限回
路と、を含む共振調整器量電源。 - （２）動作周波数が制御可能な交番入力電圧の電圧源と
、 この電圧源に結合され、これによつて励起される、ある
共振周波数を有し、誘導性素子と容量性素子とを含む共
振回路と、 この共振回路に結合された出力供給電圧を発生する手段
と、 上記電圧源に結合されており、上記出力供給電圧に応答
して、上記出力供給電圧を調整するために負帰還ループ
中で上記動作周波数を変化させる制御回路であつて、上
記出力供給電圧を表わす負帰還電圧を増幅するための第
１の増幅器を含むものと、 上記共振回路に結合されており、上記動作周波数が上記
共振周波数を通過しないようにする周波数制限回路と、 上記動作周波数の上記共振周波数への近さを示す周波数
センス電圧を増幅するための第２の増幅器と、 上記第１と第２の増幅器に結合されており、上記動作周
波数が上記共振周波数の一方の側にある第１の周波数範
囲内にある時に上記交番入力電圧の電圧源が上記周波数
センス電圧に応答しないようにし、また、上記動作周波
数が上記共振周波数の所定限界内にある時に上記交番入
力電圧の電圧源が上記負帰還電圧に応答しないようにす
るスイッチング構成と、 を含む共振調整器型電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US946867 | 1986-12-29 | ||
| US06/946,867 US4729085A (en) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | Frequency limited resonant regulator useful in, for example, a half-bridge inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH027116A true JPH027116A (ja) | 1990-01-11 |
| JPH084384B2 JPH084384B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=25485087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62336697A Expired - Fee Related JPH084384B2 (ja) | 1986-12-29 | 1987-12-28 | 共振調整器型電源 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4729085A (ja) |
| EP (2) | EP0275698B1 (ja) |
| JP (1) | JPH084384B2 (ja) |
| KR (1) | KR960005611B1 (ja) |
| AT (2) | ATE126946T1 (ja) |
| DE (2) | DE3751480T2 (ja) |
| ES (2) | ES2030745T3 (ja) |
| FI (1) | FI96728C (ja) |
| HK (2) | HK39897A (ja) |
| SG (1) | SG27295G (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7265554B2 (en) | 2003-03-28 | 2007-09-04 | Canon Kabushiki Kaisha | Electric potential measuring device and image forming apparatus |
| WO2007129468A1 (ja) * | 2006-05-10 | 2007-11-15 | Masatoshi Imori | 共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還 |
| JP2007330091A (ja) * | 2006-05-10 | 2007-12-20 | Masatoshi Imori | 共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還回路の構成法 |
| WO2009028017A1 (ja) * | 2007-09-01 | 2009-03-05 | Masatoshi Imori | 共振の周波数依存性を利用して直流電圧を安定化する電源における搬送波の振幅の制御 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8702299D0 (en) * | 1987-02-02 | 1987-03-11 | British Telecomm | Power supply |
| US4833584A (en) * | 1987-10-16 | 1989-05-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus |
| US4872100A (en) * | 1988-10-12 | 1989-10-03 | Zenith Electronics Corporation | High voltage DC to AC converter |
| CA2019525C (en) * | 1989-06-23 | 1995-07-11 | Takuya Ishii | Switching power supply device |
| DE59400222D1 (de) * | 1993-02-05 | 1996-05-30 | Siemens Ag | Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil |
| JP2001218466A (ja) * | 2000-02-03 | 2001-08-10 | Sony Corp | 高電圧安定化回路 |
| DE10128687A1 (de) * | 2001-06-13 | 2002-12-19 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungswandler |
| US6535399B2 (en) * | 2001-08-14 | 2003-03-18 | Bose Corporation | Tracking power supply controlling |
| FR2907614B1 (fr) * | 2006-10-19 | 2008-12-26 | Renault Sas | Procede de reglage d'une alimentation electrique a decoupage |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3699424A (en) * | 1971-07-06 | 1972-10-17 | Bell Telephone Labor Inc | Overvoltage protection of dc to dc converters using ferroresonance |
| US3739255A (en) * | 1971-12-16 | 1973-06-12 | D Leppert | High frequency ferroresonant transformer |
| US3894280A (en) * | 1974-04-02 | 1975-07-08 | Western Electric Co | Frequency limited ferroresonant power converter |
| IT1118548B (it) * | 1979-04-04 | 1986-03-03 | Wabco Westinghouse Spa | Convertitore statico autorisonante a regolazione estesa |
| DE2943269A1 (de) * | 1979-10-26 | 1981-05-07 | Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim | Steuerverfahren und schaltungsanordnung fuer einen schwingkreisumrichter |
| US4301398A (en) * | 1980-05-29 | 1981-11-17 | Exide Electronics Corporation | Method and apparatus for controlling a resonant power module |
| US4477868A (en) * | 1982-09-30 | 1984-10-16 | General Electric Company | High frequency series resonant dc-dc converter |
| US4460949A (en) * | 1982-09-30 | 1984-07-17 | General Electric Company | High frequency parallel resonant dc-dc converter |
| US4504895A (en) * | 1982-11-03 | 1985-03-12 | General Electric Company | Regulated dc-dc converter using a resonating transformer |
| US4631652A (en) * | 1984-11-30 | 1986-12-23 | Rca Corporation | Frequency controlled resonant regulator |
| US4672528A (en) * | 1986-05-27 | 1987-06-09 | General Electric Company | Resonant inverter with improved control |
| US4670832A (en) * | 1986-06-12 | 1987-06-02 | General Electric Company | Resonant inverter having improved control at enablement |
-
1986
- 1986-12-29 US US06/946,867 patent/US4729085A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-12-22 FI FI875664A patent/FI96728C/fi not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 EP EP87311352A patent/EP0275698B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 ES ES198787311352T patent/ES2030745T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 DE DE3751480T patent/DE3751480T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-23 AT AT91110240T patent/ATE126946T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 EP EP91110240A patent/EP0452981B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 DE DE8787311352T patent/DE3778524D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-23 AT AT87311352T patent/ATE75332T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 ES ES91110240T patent/ES2076415T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-28 JP JP62336697A patent/JPH084384B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-28 KR KR1019870015050A patent/KR960005611B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-02-17 SG SG27295A patent/SG27295G/en unknown
-
1997
- 1997-04-03 HK HK39897A patent/HK39897A/xx not_active IP Right Cessation
- 1997-04-03 HK HK40097A patent/HK40097A/xx not_active IP Right Cessation
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7265554B2 (en) | 2003-03-28 | 2007-09-04 | Canon Kabushiki Kaisha | Electric potential measuring device and image forming apparatus |
| WO2007129468A1 (ja) * | 2006-05-10 | 2007-11-15 | Masatoshi Imori | 共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還 |
| JP2007330091A (ja) * | 2006-05-10 | 2007-12-20 | Masatoshi Imori | 共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還回路の構成法 |
| WO2009028017A1 (ja) * | 2007-09-01 | 2009-03-05 | Masatoshi Imori | 共振の周波数依存性を利用して直流電圧を安定化する電源における搬送波の振幅の制御 |
| JP5282197B2 (ja) * | 2007-09-01 | 2013-09-04 | 正敏 井森 | 共振の周波数依存性を利用して直流電圧を安定化する電源における搬送波の振幅の制御 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI96728B (fi) | 1996-04-30 |
| EP0452981B1 (en) | 1995-08-23 |
| HK40097A (en) | 1997-04-11 |
| EP0275698B1 (en) | 1992-04-22 |
| FI875664A0 (fi) | 1987-12-22 |
| EP0275698A1 (en) | 1988-07-27 |
| US4729085A (en) | 1988-03-01 |
| FI875664A (fi) | 1988-06-30 |
| ES2030745T3 (es) | 1992-11-16 |
| ATE75332T1 (de) | 1992-05-15 |
| FI96728C (fi) | 1996-08-12 |
| HK39897A (en) | 1997-04-11 |
| KR880008525A (ko) | 1988-08-31 |
| SG27295G (en) | 1995-08-18 |
| ATE126946T1 (de) | 1995-09-15 |
| KR960005611B1 (ko) | 1996-04-26 |
| DE3751480D1 (de) | 1995-09-28 |
| DE3751480T2 (de) | 1996-04-11 |
| EP0452981A3 (en) | 1991-12-27 |
| DE3778524D1 (de) | 1992-05-27 |
| JPH084384B2 (ja) | 1996-01-17 |
| ES2076415T3 (es) | 1995-11-01 |
| EP0452981A2 (en) | 1991-10-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6034513A (en) | System and method for controlling power factor and power converter employing the same | |
| US4964028A (en) | Current limited quasi-resonant voltage converting power supply | |
| US6396716B1 (en) | Apparatus for improving stability and dynamic response of half-bridge converter | |
| US4359679A (en) | Switching d-c. regulator and load-sharing system for multiple regulators | |
| KR101584169B1 (ko) | 스위칭 조정기 및 이를 이용한 전압을 조정하는 방법 | |
| US8094466B2 (en) | Resonant converter | |
| JPH03289349A (ja) | 電源出力の調整 | |
| US7279850B2 (en) | Decoupling circuits | |
| JPH027116A (ja) | 共振調整器型電源 | |
| US7154248B2 (en) | Control system for an electric machine | |
| US4866591A (en) | Regulated transformer rectifier unit | |
| US10483860B1 (en) | Primary side constant current regulation | |
| EP0788217B1 (en) | Varactor controlled fixed frequency VHF DC-DC converter | |
| US4930063A (en) | Variable resonance regulator for power supply | |
| US4644254A (en) | Switch controller having a regulating path and an auxiliary regulating path parallel thereto | |
| US4510564A (en) | Synchronously detected DC/DC converter for regulated power supply | |
| EP0083216A2 (en) | Stabilizing power supply apparatus | |
| EP0785611B1 (en) | Electric power apparatus | |
| JPS6315831B2 (ja) | ||
| JPS63228967A (ja) | 共振型スイツチング電源 | |
| JP3257112B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS5911256B2 (ja) | スイツチング・レギユレ−タ | |
| KR100532366B1 (ko) | 전력 계수 정정회로 | |
| JPS627773B2 (ja) | ||
| JPH02269471A (ja) | 交直両出力電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |