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Steuerverfahren und Schaltungsanordnung für einen Schwing-
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kreisumrichter Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuerverfahren
und eine Schaltungsanordnung für einen Schwingkreisumrichter mit eihenresonanzkreis,
dessen Arbeitsfrequenz so weit unterhaib der Resonanzfrequenz des Schwingkreises
liegt, daß der Strom jedes gesteuerten Ventils vor dem Zünden des nächsten gesteuerten
Ventils durch Null geht.
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Ein derartiges Steuerverfahren ist beispielsweise aus der DE-PS 1
135 566 bekannt.
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Wenn zukünftig im Rahmen eines Verkehrsystems "Elektro-Auto" Elektro-Speicherfahrzeuge
im nennenswerten Umfang zum Einsatz kommen, besteht Bedarf für Batterie-Ladegeräte,
die an jeder Steckdose betrieben werden können. Wird eine größere Anzahl solcher
Geräte innerhalb eines Niederspannungsnetzes betrieben, so können bei den mit den
allgemein bekannten Schaltungsvarianten
arbeitenden Batterie-Ladegeräten
durch die Oberschwingungen ihrer Anschlußströme störende Netzrückwirkungen entstehen.
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Diese Netzrückwirkungen bestehen hauptsächlich darin, daß dem Netz
Stromoberschwingungen eingeprägt werden und diese an den Netzimpedanzen Spannungsabfälle
zur Folge haben, die sich der Netzspannung überlagern. Im ungünstigsten Fall kann
es hierdurch zur Störung anderer Verbraucher kommen.
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Zur Vermeidung derartiger Störungen hat es sich als sinnvoll erwiesen,
Stellverfahren zu wählen, die von vornherein oberschwingungsarm arbeiten.
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Verbraucher mit im wesentlichen konstanter Gleichspannung, wie Batterien,
können über einen Schwingkreiswechselrichter mit Serienresonanzkreis gespeist werden,
wenn zur Einspdrung von Gewicht und Volumen des Speisegerätes ein Mittelfrequenz-
anstelle eines Netztransformators zur Potentialtrennung und Spannungsanpassung eingesetzt
werden soll, wie aus Colens, Design and Application of High-Power Ultrasonic Converters
Using ASCR's", Microelectronics and Reliability, Vol. 16 (1977), p. 487 bis 508
bekannt ist.
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Diese Schwingkreiswechselrichter werden üblicherweise über einen Gleichrichter
aus einem Wechsel- oder Drehstromnetz gespeist. Bei den üblichen Steuerverfahren
arbeitet der Wechselrichter nur optimal, wenn seine Eingangsspannung konstant gehalten
wird. Wenn die Spannung des speisenden Wechsel- oder Drehstromnetzes nicht genügend
konstant ist, muß als Gleichrichter eine gesteuerte Stromrichterschaltung mit nachgeschalteten
Filtern eingesetzt werden. Der Aufwand für ein solches Gerät kann jedoch nur klein
gehalten werden, wenn auf eine Energiespeicherung im Gleichstromzwischenkreis soweit
wie möglich und auf eine Steuerung des Gleichrich-ers gänzlich verzichtet wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Schwingkreiswechselrichter
mit Reihenresonanzkreis ein Steuervefahren und eine Schaltungsanordnung hierzu anzugeben,
bei dessen bzw. deren Anwendung es gestattet ist, daß sic die Eingangsgleichspannung
in weiten Grenzen ändern kann, ohne daß dies Einfluß auf die Grone des Gleichrichtwertes
der Ausgangsspannung hat.
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Die Lösung dieser Aufgabe besteht erfindungsgemäß darin, daß das Verhältnis
der Arbeitsfrequenz zur Resonanzfrequenz in Abhängigkeit der Augenblickswerte der
versorgenden Netzspannung so eingestellt wird, daß unabhängig von der Größe der
Eingangsgleichspannung des Schwingkreisumrichters stets der Gleichrichtwert der
Ausgangsspannung konstant bleibt und jedem Ventil mindestens eine Viertelperiodendauer
einer Eigenschwingung des Resonanzkreises als Schonzeit zur Vefügung steht.
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Die Stromrichterventile werden bei kleinen Augenblickswerten der Netzspannung
so gesteuert, daß die Betriebsfrequenz (tüs Wechselstrom-Zwischenkreises des Wechselrichters
fast mit der Resonanzfrequenz übereinstimmt, so daß sich eine große Resonanzüberhöhung
der Ausgangsspannung in bezug auf die Eingangsspannung ergibt. Bei großen Augenblickswerten,
d. h.
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im Maximum der Netzspannung, wird die Arbeitsfrequenz des Zwischenkreises
so erniedrigt, daß sich der gleiche Mittelwert der Ausgangsspannung wie vorher ergibt.
Das Steuerverfahren wirkt also vorteilhaft spannungsstabilisierend.
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Die mit der Erfindung verbundenen Vorteile bestehen desweiteren darin,
daß der Schwingkreiswechselrichter einen sinusförmigen Strom sowohl bei Nennbetrieb
als auch bei Teillastbetrieb aus dem Netz beziehen kann. Der Schaltunsaufwand des
Wechselrichters und seiner Ansteuerschaltung ist gering und Volumen und Gewicht
des Wechselrichters sind
soweit reduziert, daß beispielsweise bei
Einsatz des Wechselrichters als Batterie-Ladegerät das Ladegerät als Teil eines
Kraftfahrzeugs ständig mitgeführt werden kann.
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Weitere Vorteile sind aus der Beschreibung ersichtlich.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachfolgend anhand der Zeichnungen
dargestellt.
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Es zeigen: Fig. 1 einen Schwingkreiswechselrichter, Fig. 2 das Arbeitsfrequenzverhältnis
in Abhängigkeit der Eingangsgleichspannung des Schwingkreiswechselrichters, Fig.
3 eine Ansteuerschaltung für die Ventile des Schwingkreiswechselrichters, Fig. 4a
Schwingkreisstrom und Transformatorspannung hierzu beim stationären Betriebs zustand
"Leerlauf", Fig. 4b Leit-Intervalle der Ventile bei positiver und negativer Eingangsgleichspannung,
Fig. 5 eine alternative Ansteuerschaltung, Fig. 6a,b den resultierenden Schwingkreisstrom,
den Laststrom, die resultierende Transformatorspannung und die Schwingkreisspannung
hierzu bei einem stationären Betriebszustand, Fig. 7a, bis 7c vereinfachte Ausführungen
eines Schwingkreiswechselrichters, Fig. 8 eine Aßsteuerschaltung hierzu, Fig. 9
eine weitere alternative Ansteuerschaltung, Fig. 10 Impulsdiagramme hierzu.
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In Figur i ist ein Schwingkreiswechselrichter dargestellt.
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Der Schwingkreiswechselrichter wird über einen Eingangstromrichter
G1 (hier eine gesteuerte Drehstrom-Brückenschaltung)
aus einem
Wechsel- oder Drehstromnetze N mit der Spannung uL gespeist. Ausgangsseitig ist
der Eingangsstromrichter G1 mit einem zwischen den Ausgangsklemmen liegenden Glättungskondensator
CG und einer in Reihe liegenden Glittungsdrossel LG beschaltet. Am Glättungskondensator
CG liegt die Eingangsgleichspannung Ud des Schwingkreiswechselrichters.
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Der Schwingkreiswechselrichter weist zwei Brückenhälften auf, die
aus den Stromrichterventilen nl, n2, n3, n4, nS n6, n7 und n8 bestehen. Zwischen
den Brückenhälften sind ein Schwingkreiskondensator C und eine Schwingkreisdrosselspule
L in Serie geschaltet. In der Schaltungsanordnung nach Figur 1 sind die Ventile
nl, n3, n5 sowie n7 als Thyristoren und die Ventile n2, n4, n6 sowie n8 als Rückstromdioden
ausgeführt. Die Schwingkreisspule L ist Hauptinduktivität eines Transformators.
An der Spule L fällt im Leerlauf die Transformatorspannung u = uA ab, der Schwingkreisstrom
ist mit i gekennzeichnet. Sekundärseitig ist der Transformator über einen Ausgangsgleichrichter
G2 mit einer Last E beschaltet. Der in den Gleichrichter G2 fließende, sekundäre
Tr.lnsformatorstrom ist mit is, der Laststrom mit iE bezeichnet.
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Die Potentialtrennung und Spannungsanpassung geschieht durch den Transformator
im Mittelfrequenzbereich bei einer Zwischenkreisfrequenz von etwa 10 kHz. Im Vergleich
zu einem Betrieb des Transformators mit Netz frequenz ergibt sich eine erhebliche
Gewichtsreduzierung. Aufgrund der günstigen Kommutierungseigenschaften des Schwingkreiswechselrichters
können als Halbleiterschalter sehr schnelle Thyristoren eingesetzt werden (Frequenzthyristoren).
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Der Schwingkreiswechselrichter besteht in der hier betrachteten Form
im wesentlichen aus einem Reihenschwingkreis mit der Resonanzfrequenz
der über einen Glättungskreis LG-CG sowie über Ventilzweige
an
das Wechsel spannungs- oder Drehstromnetz angeschlossen ist. Die Sekundärwicklung
des Transformators, dessen Hauptinduktivität L die induktive Komponente des Schwingkreises
bildet, arbeitet über einen ungesteuerten Gleichrichter G2 und die Glättungsinduktivität
LE auf die Last E. Der Schwingkreiswechselrichter soll so geregelt werden, daß er
dem Netz einen Strom iL = 1L . AiL zu SL . t entnimmt, wobei iL = Netzstrom, iL
= Scheitelwert des Netzstromes, 6AL = Netz-Kreisfrequenz bedeutet.
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L Aus der DE-PS 11 35 566 und M. Depenbrock, "Die Verknüpfung von
Frequenz, Dämpfung und Steuerwinkel beim Schwingkreiswechselrichter", Archiv für
Elektrotechnik 49 (1964), Seiten 235 bis 239, ist eine Arbeitsweise des Schwingkreiswechselrichters
bekannt, bei der eine Arbeitsfrequenz f soweit unterhalb der Resonanzfrequenz f0
des Schwingkreises liegt, daß der Strom jedes gesteuerten Ventils vor dem Zünden
des nächsten gesteuerten Ventils durch Null geht.
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Hiervon ausgehend wird das Verhältnis der Arbeitsfrequenz f zur Resonanzfrequenz
f0 derart eingestellt, daß erstens unabhängig von der Größe der Eingangsgleichspannung
Ud stets der Gleichrichtwert der Ausgangsspannung1ui konstant bleibt und zweitens
jedem Ventil mindestens eine Viertelperiodendauer einer Eigenschwingung des Resonanzkreises
als Schonzeit zur Verfügung steht.
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Dazu wird zwischen den Betriebsgrößen die Umkehrung folgender Funktion
realisiert:
In Abhängigkeit von der Eingangsspannung Ud wird dann das Arbeitsfrequenzverhältnis
fXfo nach der in Figur 2 darge-0 stellten Funktion eingestellt.
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Aus der dargestellten Funktion f/f in Abhängigkeit von Ud/(X/2 .luAl)geht
hervor, daß bei unverändertem Gleichrichtwert der Ausgangsspannung Iu 1 die Eingangsgleichspannung
d im Idealfall zwischen dem Wert Null und ihrem Maximalwert variiert werden darf.
Im ersteren Fall arbeitet der Wechselrichter gerade mit der Resonanz frequenz des
Schwingkreises, in allen anderen Fällen mit einer kleineren Frequenz.
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Da es sich bei Gleichung (1) um eine transzendente Gleichung handelt,
ist es sinnvoll, sie in einer digital arbeitenden Steuerungsschaltung tabellarisch
zu speichern, oder in an und für sich bekannter Weise die Funktion abschnittsweise
durch eine Näherungsformel in einem Funktionsgenerator zu approximieren.
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In Figur 3 ist in einem Übersichtsschaltbild ein Ausführungsbeispiel
für eine Ansteuerungsschaltung für die Ventile nl und n3 einer Brückenhälfte des
Schwingkreiswechselrichters nach Figur 1 gezeigt. Einem Funktionsgenerator 1 wird
eingangsseitig der Wert der Eingangsgleichspannung Ud zugeführt, ausgangsseitig
gibt er eine zur Arbeitsfrequenz f proportionale Gleichspannung uf ab. Zu dieser
Gleichspannung Uf wird in einer Additionsstelle eine zusätzliche Steuerspannung
Uf addiert und die Summe einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer 2 zugeleitet. Eine bistabile
Kippstufe 3 empfängt das Ausgangssignal des Umsetzers 2 und liefert über ihren Q-Ausgang
Signale an einen potentialtrennenden Impulsgeber 4a sowie über ihren Ausgang Signale
an einen potential trennenden Impulsgeber 4b. Impulsgeber 4a ist mit der Steuerelektrode
des Stromrichterventils nl, Impulsgeber 4b mit Ventil n3 verbunden. Die aus bistabiler
Kippstufe 3 und Impulsgeber 4 bestehende Anordnung kann auch als Steuersatz 3-4
bezeichnet werden.
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Für die beiden anderen Ventile n5, n7, die nicht dargestellt sind,
erhöht sich der Aufwand nur um je einen potentialtrennenden Impulsgeber 4d, 4c.
Der die Zusammenhänge nach Gleichung (1) näherungsweise realisierende Funktionsgeneratot
1 hat in Abhängigkeit von Ud an seinem Ausgang eine Gleichspannung Uf, die der Arbeitsfrequenz
f proportional ist. Der nachgeschaltete Spannungs-Frequenz-Umsetzer 2 gibt Impulse
mit verdoppelter Frequenz 2f ab, die die bistabile Kippstufe 3 mit zwei aufeinanderfolgenden
Impulsen jeweils setzen und zurücksetzen. Der nichtinvertierende Ausgang Q der Kippstufe
arbeitet auf die Impulsgeber 4a, 4c, der sich diagonal gegenüberliegenden Ventile
nl und n7, die somit stets gleichzeitig gezündet werden. In entsprechender Weise
arbeitet der invertierende Ausgang Q der Kippstufe um eine halbe Periodendauer T/2
= l/<2f) versetzt auf die Impulsgeber 4b, 4d der Ventile n3 und n5.
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Im Leerlauf bildet sich im Schwingkreis ein Strom i = aus, der an
der Hauptinduktivität L des Transformators den Spannungsabfall u = uA = L . diA/dt
zur Folge hat, wie dies in Figur 4a für eine bestimmte Arbeitsfrequenz f = 1/T gezeigt
ist. In Figur 4b sind hierzu die Leitintervalle der Ventile bei positiver und negativer
Eingangsgleichspannung Ud dargestellt. (Der Betrieb bei negativer Eingangsspannung
Ud 4 0 ist möglich, wenn alle Ventile als Thyristoren ausgeführt werden, wie dies
weiter unten erklärt wird.) Bei positiver Eingangsspannung Ud führt beispielsweise
das Ventil n2 den Schwingkreisstrom i. Bei einem Winkel Sot = -= = 2 .f0 = Kreisfrequenz,
t = Zeit) wird der Thyristor n3 gezündet. Der Schwingkreisstrom kommutiert auf die
ses Ventil. Die Spannung am Schwingkreis uAB springt von Ud auf +Ud. Durch diesen
Sprung der Spannung wird der Schwingkreis angeregt, und es bildet sich der Leerlauf
strom i . iA aus, der abschnittsweise mit der Eigenfrequenz fo harmonisch schwingt.
Nach seinem natürlichen Nulldurch-
gang wird er vom antiparallel
liegenden Rückstromventil n4 übernommen, bis nach einer Dauer DoT/2 = t + 2 g der
Thyristor nl gezündet wird und sich der beschriebene Vorgang mit umgekehrten Vorzeichen
wiederholt. Der Strom iA weist an den Unstetigkeitsstellen der Spannung einen Knick
auf.
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Ausgehend vom Leerlauf kann man einen Energiefluß in die Last E dadurch
bewirken, daß durch Erhöhung der Arbeitsfrequenz f mit Hilfe einer kleinen zusätzlichen
Steuerspannung Uf u der Gleichrichtwert der Transformatorspannung u so lange erhöht
wird, bis der gewunschte Laststrom fließt (siehe Figur 1 und 3).
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Da die Arbeitsfrequenz f unter der Resonanzfrequenz fo liegt, verhält
sich der Zweipol bezüglich der Punkte A -(vergl. Figur 1) für die Grundschwingung
des Stromes wie eine Kapazität, so daß die nötige Kommutierungsblindleistung in
bekannter Weise von der Last bereitgestellt wird.
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Anstelle des Spannungs-Frequenz-Umsetzers 1 in Figur 3, der zur Ansteuerung
der Ventile Impulse mit doppelter Arbeitsfrequenz 2f generiert, kann in einer Steuerschaltung
nach Figur 5 ein anderes Verfahren Anwendung finden.
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Hierbei ist der Funktionsgenerator 1 mit einem Reziprokwertbildner
5 verbunden. Die Ausgangsspannung up des Re2iprokwertbildners 5 wird über eine Additionsstelle
einer monostabilen Kippstufe 6 zugeführt. Der Additionsstelle liegt eine Stellgröße
ub an. Das der Kippstufe 6 zugeleitete Signal beträgt somit u * = u + u6 . Die Kippstufe
6 ist ausgangsseitig mit dem bereits unter Figur 1 beschriebenen Steuersatz 3-4
verbunden. Eingangsseitig empfängt die Kippstufe 6 ferner über einen Komparator
7 das Meßsicnal eines den Schwingkreisstrom i messenden Stromwandlers 9.
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Die Stellgröße us wird von einem Regler 10 abgegeben, dem
eingangsseitig
eine Führungsgröße x5011 und eine Meßgröße xi9t anliegen. Die aus Funktionsgenerator
1 und Reziprokwertbildner 5 bestehende Anordnung wird nachfolgend auch als Funkionsgenerator
1-5 bezeichnet.
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Aus der frequenzproportionalen Spannung Uf, die in Abhängigkeit von
der Eingangsgleichspannung Ud aus dem Funktionsgenerator 1 gewonnen wird, wird in
dem Reziprokwertbildner 5 der Reziprokwert gebildet und mit dem Faktor 1/4 gewichtet,
derart, daß, solange u = 0 ist, als Steuergröße u = u»~l/(4f) = T/4 eine Spannung
zur Verfügung steht, die einer Viertelperiodendauer des Wechselrichters proportional
ist. Hierzu wird die Verzögerungszeit der spannungsgesteuerten monostabilen Kippstufe
6 mittels der Spannung u d eingestellt.
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Eine Betrachtung des Zeitverlaufes des Leerlauf-Schwingkreisstromes
i = iA in Figur 4a zeigt, daß ausgehend von seinem Nulldurchgang, wenn die Thyristoren
verlöschen, nach der Dauer T/4 das nächste Ventil(paar) gezündet werden muß.
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Diese Zeit steht den Thyristoren als Schonzeit zur Verfügung und ist
größer oder gleich To/4 (To . l/fo = Periodendauer im Resonanzfall). Der Nulldurchgang
des Schwingkreisstromes wird mit dem Stromwandler 9 in Verbindung mit dem Kamparator
7 in allgemein bekannter Weise erfaßt. Mit dem so gewonnenen Signal wird die monostab$lt.
Kippstufe 6 bei derem Nulldurchgang aus ihrer Ruhelage gebracht, bis sie nach der
sich einstellenden Verzögerungszeit T/4 in ihre Ruhelage zurückfällt, damit die
bistabile Kippstufe im Steuersatz 3-4 in der unter Figur 3 beschriebenen Weise setzt
bzw.
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zurücksetzt und damit das Zünden der Ventile bewirkt. Der Einfachheit
halber können die Funktionen der Blöcke 1 und 5 in einem Funktionsgenerator 1-5
zusammengefaßt werden.
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Seine Ausgangsspannung up gibt die Verzögerungszeit der monostabilen
Kippstufe alleine an, solange der Schwing-
kreiswechselrichter
unbelastet ist und die Stellgröße u S = 0 ist. Bei induktiver Ankoppelung eines
Belastungskreises an die Schwingkreisspule L (vergl. Figur 1) kann in bekannter
Weise mit einem untergeordneten Regler 10 der gewünschte Laststrom iE erzielt werden,
wie es nachfolgend anhand von Figur 6 beschrieben wird.
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Der Laststrom iE ist durch die Lastinduktivität LE gut geglättet.
Der sekundäre Transformatorstrom hat den Zeitverlauf is =1E sign u (2) wobei u die
Transformatorspannung im allgemeinen Fall ist.
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Durch ihren dreimaligen Vorzeichenwechsel während einer Halbperiode
des Wechselrichters wird dem Schwingkreis der rechteckförmige Wechselstrom is eingeprägt,
wobei ein Übersetzungsverhältnis des Transformators von eins vorausgesetzt wird.
Die durch diese Anregung hervorgerufenen Ströme und Spannungen schwingen mit der
Eigenfrequenz fO und überlagern sich den Leerlaufgrößen iA und uA im Schwingkreis.
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Für einen stationären Betriebszustand sind der resultierende Strom
i in Figur 6a und die resultierende Transformatorspannung u in Fig. 6b dargestellt.
Der Nulldurchgang des Stromes verschiebt sich von Qot 0t e br/2 (IJO e Kreisfrequenz
im Resonanzfall) um den Winkel 6. Die Verzögerungszeit bis zum Zünden des nächsten
Ventils wird um diesen Wert korrigiert. Die richtige Verzögerungszeit der monostabilen
Kippstufe 6 ist eingestellt, wenn der Regler 10 so arbeitet, daß gilt uG = uF +
um = k (toT/4 -b) (3), wobei k ein konstanter Faktor ist.
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Ein Vorteil dieses gewählten Steuerungsprinzips ist, daß an die Genauigkeit
des Funktionsgenerators 1 keine hohe Anforderung gestellt wird, da ein Fehler automatisch
durch den Regler 10 ausgeglichen wird.
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Wie bereits eingangs erwähnt, kann das beschriebene Steuerverfahren
beispielsweise auch Anwendung finden bei der Speisung eines Gleichstromverbrauchers
(Netzgerät, Batterie-Ladegerät), wenn gefordert wird, daß dem Stromversorgungsnetz
bei einphasigem Anschluß ein sinusförmiger Strom entnommen werden soll. Für die
Dimensionierung des Glättungskondensators CG (siehe Figur 1) ergeben sich dann zwei
einschränkende Bedingungen. Die Kapazität des mit doppelter Netzfrequenz des speisenden
Netzes N umzuladenden Kondensators muß einerseits groß genug sein, um die mit doppelter
Arbeitsfrequenz schwingende überlagerte Spannung genügend zu glätten. Dies ist notwendig,
damit diese Spannungsschwankung an der Glättungsinduktivität LG keinen wesentlichen
Oberschwingungsstrom zur Folge hat. Der Forderung nach einer genügend großen Glättungskapazität,
um die Bauleistung der Glättungsinduktivität klein zu halten, steht andererseits
ein erhöhter Bedarf an Verschiebungsblindleistung dieses Kondensators gegenüber,
der durch einen als Diodenbrücke ausgeführten Eingangsstromrichter G1 nicht gedeckt
werden kann. Statt der kostengünstigen Diodenbrücke müßte ein Umkehrstromrichter
als Eingangsstromrichter G1 eingesetzt werden. Dies würde einen erheblich erhöhten
Schaltungsaufwand bedeuten.
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Auf einen Eingangsstromrichter G1 kann jedoch ganz verzihtet werden,
wenn die Stromrichterventile n2, n4, n6 und n8 nicht als Rückstromdioden, sondern
als Thyristoren ausgeführt werden, wie es in Fig. 7a dargestellt ist. Um die Anzahl
der steuerbaren Ventile nicht erhöhen zu müssen, kann eine Brückenhälfte auch in
bekannter Weise in einer Verdoppierschaltung durch Kondensatoren ersetzt werden,
wie in den Fig. 7b und 7c gezeigt ist. In den Figuren 7b und 7c sind die zur Schaltung
nach Figur 7a gleichwertigen Anordnungen dargestellt, wobei in Figur 7b eine Sternschaltung,
in Figur 7c eine nreleckschaltung der Sondensatoren
Anwendung findet.
In Figur 7b liegen anstelle eines Kondensators CG zwei Kondensatoren mit einer Kapazität
von jeweils 2CG ln Reihe und der Kondensator C liegt am ort ihres gemeinsamen Verbindungspunktes.
In Figur 7c liegt zwischen jedem der beiden Anschlüsse des Kondennators CG c und
der Schwingkreisspule L ein Kondensator C 2 Die Spannung Ud am Glättungskondensator
CG schwankt nunmehr nicht nur zwischen dem Wert Null und dem Scheitelwert der Netzspannung
UL, sondern nimmt auch entsprechende negative Werte an.
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c - ULmax Ud £ ULmax (4) Lmax d Lmax Die Anstexerchaltungen gemäß
Figur 3 bzw. Figur 5 sind bei einer Ausführung des Schwingkreiswechselrichters nc
Figur 7a, 7b, 7c durch eine Umschalteinrichtung ii nach Figur 8 zu ergänzen. Diese
Umschalteinrichtung 11 weist vier einelne Umschalter mit je zwei schaltberen eingangsseitig
angeordneten Polen und je einem feststehenden aus gangsseitigen Pol auf. Zwei der
Umschalter sind eingangs seitig mit dem Q-Ausgang der bistabilen Kippstufe 3, zwei
der Umschalter mit dem -Ausgang der Kippstufe 3 verbunden.
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Jeder der. IJmachalter empfängt eingangsseitig Signale eines Dauerimpuls-Generators
12. Die Umschalteinrichtung 11 wird von einem Komparator 13 angesteuert, dem eingangsseitig
die Cleichspannung Ud anliegt und dessen ausgangsseitiges Signal dem Vorzeichen
signUd entspricht. Die Ausgänge der einzelnen Umschalter sind mit potentialtrennenden
Impulsgebern 4 verbunden, die jeweils die einzelnen Stromrichterventile nl, n2,
n3, n4 ansteuern.
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Bei positiver Eingangsspannung Ud> 0 erfolgt die Ansteuerung der
Ventile nl (und n7) bzw. n3 (und n5) in der beschriebenen eis. Die Umschalter 11
sind durch des Signal d Komparators 13, d das Vorzeichen von Ud erfaßt, in die
eingezeichnete
Schaltstellung gebracht. Die antiparallel geschalteten Ventile n2, n4 (n6, n8),
die gemäß Figur 7 auch steuerbar sind und je einen Impulsgeber 4 benötigen, werden
in diesem Betriebszustand an einen Generator für Dauerimpulse 12 geschaltet. Sobald
die Sperrspannung an einem von diesen Rückstromventilen verschwindet, kann dieses
den Schwingkreisstrom übernehmen, genau wie dies vorher die Diode an dieser Stelle
zum gleichen Zeitpunkt getan hat.
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In Figur 4b sind, wie bereits ausgeführt, die Leitintervalle der Ventile
einer Brückenhälfte aufgezeichnet. Bei Vorzeichenwechsel der Eingangsspannung d
schaltet der Kc>mparator 13 die Umschalter 11 derart um, daß die Funktionen der
"Thyristoren" und der "Rückstromventile innerhalb einer Brückenhälfte diagonal vertauscht
werden. Für die Vorgänae im Schwingkreis hat dies dieselbe Wirkung wie dies in der.
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Figuren 1 bis 6 durch die getrennte Gleichrichtung der Netzgrößen
erzielt wurde.
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In Figur 9 ist eine weitere alternative Ansteuerschaltung zur Ansteuerung
der antiparallelen Ventile angegeben, bei.
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der auf einen Dauerimpuls-Generator 12 und einen Teil der Impulserzeuger
und -übertrager verzichtet werden kann. Die monostabile Kippstufe 6 empfängt eingangsseitig
die Eingangsgleichspannung Ud und gibt ein Ausgangssignal MF ab.
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Dieses Signal wird logischen Gattern 15a, 15b, z.B. bestehend aus
jeweils zwei parallel liegenden Und-Gliedern mit nachgeschaltetem ODER-Glied, zugeführt.
Das Signal MF liegt dabei jedem Und-Glied über einen invertierenden Eingang an.
Das Ausgangssignal signUd des Komparators 13 wird ehenfalls allen vier Und-Gliedern
zugeführt, und zwar bei.
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einem Und-Glied jeden logischen Gatters 15 über einen invertíerenden
Eingang, beim weiteren Und-Glied jeden Gatters 15 über einen nichtinvertierenden
Eingang. Das Ausgangs-
signal signli des Komparators 7 wird der
monostabilen Kippstufe 6 und den weiteren Eingängen der Und-Glieder der Gatter 15
zugeleitet, und zwar ebenfalls je einem Und-Glied jeden Gatters 15 über einen invertierenden
und je einem Und-Glied jeden Gatters 15 über einen nichtinvertierenden Eingang.
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Das Ausgangssignal des logischen Gatters lSa ist mit ZÜND (nl, n2)
bezeichnet und liegt über einem Spannungsfolger 14a einem Impulsübertrager 16a an,
während das mit ZÜND (n3, n4) bezeichnete Ausgangssignal des logischen Gattern 15b
über einem Spannungsfolger 14b einem Impulsübertrager 16b zugeführt ist. Die Impulsübertrager
16a, 16b weisen jeweils eine Primärspule und zwei Sekundärspulen auf, wobei jede
Sekundärspule zum einen mit der Steuerelektrode des anzusteuernden Ventils nl, n2,
n3, n4, zum anderen mit dem Kathodenanschluß des gleichen Ventils verbunden ist.
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Wie unter Figur 5 beschrieben, wird die monostabile Kippstufe 6 bei
jedem Vorzeichenwechsel des Schwingkreisstromes signli aus ihrer Ruhelage gebracht.
Dieser Zustand wird durch die logische Gleichung MF = 1 beschrieben. Nach der eingestellten
Verzögerungszeit fällt die Kippstufe 6 in ihre! Ruhelage zurück (HF = O) und ein
Thyristor witd mit Hilfe eines jetzt generierten Zündimpulses gezündet. Der Unterschied
zur Anordnung gemäß Figur 5 besteht darin, dan der Zündimpuls über eine zweite sekundäre
Wicklung des Impulsübertragers 16 gleichzeitig auch am antiparallel liegenden Rückstromventil
ansteht, obwohl an diesem noch Sperrspannung anliegt. Wenn der Schwingkreisstrom
seinen natürlichen Nulldurchgang hat, wird der Zündimpuis abgeschaltet. Die Laufzeit
der Signale wird ausgenutzt, um zu gewährleisten, dan der Zündimpuls noch so lange
am Rückstromventil ansteht, bis dieses sicher den Strom übernommen hat.
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In Abhängigkeit vom Vorzeichen der Eingangs spannung sign Ud ergeben
sich folgende Verknüpfungsbedingungen der logischen Signale: ZÜND(nl,n2) = (sign
Ud) . (sign . MF + (sign Ud) . (sign i) . MF ZÜND(n3,n4) = (sign Ud) . (sign i)
. MF + (5) (sign Ud) (sign i) . MF Dieser Zusammenhang ist in Fig. 9 mit Hilfe der
logischen Gatter 15 beispielhaft realisiert. Zur Verstärkung der Impulse dienen
die Spannungsfolger 14. Figur 10 veranschaulicht in einem Impulsdiagramm den durch
Gleichung (5) gegebenen Zusammenhang im Falle einer positiven Eingangsspannung Ud.
Es sind der Schwingkreisstrom i, sign i, das Signal MF sowie das SignalZÚND (nl,
n2) und das Signal ZÜND (n3, n4) dargestellt.