JPH03289349A - 電源出力の調整 - Google Patents
電源出力の調整Info
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- JPH03289349A JPH03289349A JP2404452A JP40445290A JPH03289349A JP H03289349 A JPH03289349 A JP H03289349A JP 2404452 A JP2404452 A JP 2404452A JP 40445290 A JP40445290 A JP 40445290A JP H03289349 A JPH03289349 A JP H03289349A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１］
本発明は、電源出力の調整に関する。特に、本発明は、
変圧器に帰還のための巻線を用いた、分離形電源の調整
に関する。 ［０００２］
変圧器に帰還のための巻線を用いた、分離形電源の調整
に関する。 ［０００２］
電子装置はそれぞれ、利用できる電力線の電圧または電
池の電圧を、その装置が要求する電圧値に変換する電源
ユニットを必要とする。ある種類の電源では、出力と入
力との間の電気的分離が行なわれる。これは、電源の出
力から入力への接続がないことを意味する。これらの「
分離形」電源は、分離素子として変圧器を用いる。 ［０００３］ 電源は通常、電圧出力を指定範囲内にあるように制御し
保持する調整を必要とする。コンピュータに用いられる
典型的な電源では、＋５ボルト＋／−５％の出力指定が
なされる。この指定に適合するためには、電源は出力電
圧を調整装置により制御しなくではならない。 ［０００４］ 分離と調整の双方の要求を満たすために、さまざまな方
法がとられてきた。最初の方法では、電圧を下げるため
に大形変圧器が直接交流（ＡＣ）源に接続された。次に
、その電圧が、整流器によって直流（ＤＣ）に変換され
、その後フィルタされた。調整は、ＤＣ電圧を別のＤＣ
電圧に変換する調整器と呼ばれる装置によって行なわれ
た。この方法では、（通常６０Ｈｚである交流源周波数
における変圧器の大きさにより）装置が大形になり、し
かも直接ＤＣ入力への印加を行ないえなかった。２次側
の調整器は、スイッチングまたは直線形調整器とするこ
とができた。直線形調整器は、電源ユニットの効率を著
しく低下させる。 ［０００５］ もう１つの方法では、スイッチング調整器の効率と、変
圧器の分離とを組合せた、分離形スイッチング電源を用
いる。この電源は、 （エネルギーを変圧器を通して送
るために必要な）ＡＣをＤＣ入力から作り出す。変圧器
の大きさと重量とを減少させるために高い周波数（１０
ＫＨｚまたはそれ以上）が用いられる。ＤＣ入力は、Ａ
Ｃ源から簡単な整流器とキャパシタフィルタとを用いて
得ることができる。変圧器をスイッチング調整器自体の
中に置くと、調整は困難になり、また不経済にもなる。 調整方式の複雑さは、スイッチング調整器に対し、どの
ような構造が選択されるかによる。調整は、出力電圧を
指定されたレベルに整定するものでなくてはならない。 出力電圧は、目標または基準電圧に一致するまで調節さ
れる。これは、公知の負帰還技術を用いて行なわれる。 出力は帰還され、目標電圧と比較されて誤差電圧が発生
せしめられる。この誤差電圧は、この誤差電圧を最小化
するための補正作用を生せしめる。帰還を用いない電源
は、負荷の要求に応じて変化する出力電圧を生じる。 ［０００６］ フライバック構造は、分離形スイッチング電源を具体化
するための経済的な方法である。その構造には、２つの
巻線インダクタである固有の分離変圧器が含まれ、その
他のインダクタは不必要である。スイッチングサイクル
の第１部分中に１次巻線内にエネルギーが蓄えられ、ス
イッチングサイクルの第２部分中にこのエネルギーが２
次巻線へ解放される。この構造はさらに、スイッチング
サイクルの第２部分中の変圧器動作によって発生する電
圧の形式の、電力変圧器からの帰還情報を生じる利点を
有する。 ［０００７］ １スイツチングサイクル中において、変圧器の１次巻線
に接続されたトランジスタがオン状態にされることによ
り、その電流は直線的に増大するが、出力回路内のダイ
オードの阻止作用により、２次巻線および３次巻線には
電流は流れない。次に変圧器はオフ状態にされ、 （１
次巻線の磁化インダクタンスにより作り出される）１次
巻線における電圧の逆転が起こる。この期間内に、２次
および３次巻線の双方を電流が流れ、それぞれの負荷に
エネルギーを供給する。３次巻線の電圧と、２次巻線の
電圧とは、（漏れインダクタンスの効果を無視すると）
これら２つの巻線の巻数比によって比例する。３次巻線
の出力電圧は、漏れから生じる誤差項が無視されうる限
り、電源の出力を調整するための帰還電圧として用いう
る。 ［０００８］ 変圧器の漏れインダクタンスは、帰還のために使用され
る変圧器の３次巻線内へ電圧スパイクを導入することに
より、フライバック電源の調整を劣化させる。 ２次巻線漏れインダクタイス（いかなる変圧器巻線にも
固有の寄生直列インダクタンス）は、帰還に用いられる
３次巻線に立上り区間電圧スパイクを生せしめる。３次
巻線のフィルタは、 （プラト一部ではなく）スパイク
電圧のピークまでのピーク充電を行ない、これが帰還装
置に対して初期誤差電圧を導入する。このピーク電圧は
負荷電流に比例し、これは出力電圧が負荷電流の変化に
伴って大きく変化することを意味する。 ［０００９］ 帰還における電圧スパイクの問題を解決するための１つ
の解決方法は、３次巻線による検出を放棄し、帰還ルー
プを直接出力電圧から閉じる方法である。分離が要求さ
れる応用においては、分離境界を越える信号を得るため
のパルス変成器またはオプトカップラが必要となる。線
形技術がオプトカップラと共に用いられうるが、それは
利得変動の欠点を有し、また雑音の影響を受けやすい。 変調・復調方式をオプトカップラまたはパルス変成器の
いずれかと共に用いると、利得変動は小さくなり、雑音
の影響も受けにくくなるが、回路が複雑化し、また製造
経費も増大する。また、オプトカップラは信頼性の問題
をも生じうる。２次巻線による検出技術は、通常、変圧
器の２次側に誤差増幅器および電圧基準を必要とし電源
の起動時（最初のターンオン時）に困難を生じうる。こ
の方法は、過度の部品数を要し、不経済である。 ［００１０］ もう１つの解決方法は、３次巻線における波形からスパ
イクをフィルタ除去する方法である。簡単な単極フィル
タの時定数がスパイク消去のために利用されうる。しか
し、帰還電圧自体もまたフィルタされ、帰還電圧のその
フィルタリングにより、出力のオーバシュートまたは不
安定性の原因となる制御ループの応答の遅れが起こる。 このフィルタの時定数は、「プラトー」帰還電圧が存在
するべき最小時間量を決定する。この制約により、プラ
トー時間をスパイク電圧の幅に比し増大させるためには
、電源に対する負荷を小さくすること、または電源周波
数を低下させることが必要となる。負荷の制限は電源の
融通性を減殺することになり、またスイッチング周波数
を低下させれば電源は大形になる。高度の複雑性をもつ
フィルタを使用すれば応答性および性能を改善すること
はできるが、成分数および製造経費が増大する。 ［００１１］ 第３の可能な解決方法は、電源の開ループを、入力電圧
からの「フィードフォワード」を用いて動作させる方法
である。出力電圧を制御するトランジスタスイッチに対
するパルス幅は、線間電圧および負荷電流を知れば解析
的に決定されうる。この方法は複雑であり、線間電圧、
負荷電流、および温度の広い範囲にわたり精度問題を生
じる。 ［００１２］ 第４の方法は、スパイクのブランキングを行なう方法で
ある。これは、スパイク中においては開放され、プラト
ー帰還電圧が存在する時は閉成されるトランジスタスイ
ッチを有する回路を必要とする。このスイッチの開閉さ
れるのアルゴリズムは、スパイクおよび帰還電圧の双方
が影響を受ける負荷電流に強く依存する。アナログスイ
ッチ作用自体も、電圧スパイクを導入しうる。この「デ
ィジタルフィルタリング」技術は、正確であるためには
、複雑なアルゴリズムまたは負荷範囲の制限を必要とす
る。 ［００１３］ 第５の方法は、ディジタル信号処理に用いられる純粋な
サンプルホールド技術を用いる方法である。波形がプラ
ト一部分においてサンプリングされる。広い範囲で変動
する負荷は、プラトー電圧の位置を変位させ、かつ幅を
変化させる。この技術も、プラトー帰還電圧を正確にサ
ンプリングするためには、複雑なアルゴリズムまたは負
荷範囲の制限を必要とする。 ［００１４］
池の電圧を、その装置が要求する電圧値に変換する電源
ユニットを必要とする。ある種類の電源では、出力と入
力との間の電気的分離が行なわれる。これは、電源の出
力から入力への接続がないことを意味する。これらの「
分離形」電源は、分離素子として変圧器を用いる。 ［０００３］ 電源は通常、電圧出力を指定範囲内にあるように制御し
保持する調整を必要とする。コンピュータに用いられる
典型的な電源では、＋５ボルト＋／−５％の出力指定が
なされる。この指定に適合するためには、電源は出力電
圧を調整装置により制御しなくではならない。 ［０００４］ 分離と調整の双方の要求を満たすために、さまざまな方
法がとられてきた。最初の方法では、電圧を下げるため
に大形変圧器が直接交流（ＡＣ）源に接続された。次に
、その電圧が、整流器によって直流（ＤＣ）に変換され
、その後フィルタされた。調整は、ＤＣ電圧を別のＤＣ
電圧に変換する調整器と呼ばれる装置によって行なわれ
た。この方法では、（通常６０Ｈｚである交流源周波数
における変圧器の大きさにより）装置が大形になり、し
かも直接ＤＣ入力への印加を行ないえなかった。２次側
の調整器は、スイッチングまたは直線形調整器とするこ
とができた。直線形調整器は、電源ユニットの効率を著
しく低下させる。 ［０００５］ もう１つの方法では、スイッチング調整器の効率と、変
圧器の分離とを組合せた、分離形スイッチング電源を用
いる。この電源は、 （エネルギーを変圧器を通して送
るために必要な）ＡＣをＤＣ入力から作り出す。変圧器
の大きさと重量とを減少させるために高い周波数（１０
ＫＨｚまたはそれ以上）が用いられる。ＤＣ入力は、Ａ
Ｃ源から簡単な整流器とキャパシタフィルタとを用いて
得ることができる。変圧器をスイッチング調整器自体の
中に置くと、調整は困難になり、また不経済にもなる。 調整方式の複雑さは、スイッチング調整器に対し、どの
ような構造が選択されるかによる。調整は、出力電圧を
指定されたレベルに整定するものでなくてはならない。 出力電圧は、目標または基準電圧に一致するまで調節さ
れる。これは、公知の負帰還技術を用いて行なわれる。 出力は帰還され、目標電圧と比較されて誤差電圧が発生
せしめられる。この誤差電圧は、この誤差電圧を最小化
するための補正作用を生せしめる。帰還を用いない電源
は、負荷の要求に応じて変化する出力電圧を生じる。 ［０００６］ フライバック構造は、分離形スイッチング電源を具体化
するための経済的な方法である。その構造には、２つの
巻線インダクタである固有の分離変圧器が含まれ、その
他のインダクタは不必要である。スイッチングサイクル
の第１部分中に１次巻線内にエネルギーが蓄えられ、ス
イッチングサイクルの第２部分中にこのエネルギーが２
次巻線へ解放される。この構造はさらに、スイッチング
サイクルの第２部分中の変圧器動作によって発生する電
圧の形式の、電力変圧器からの帰還情報を生じる利点を
有する。 ［０００７］ １スイツチングサイクル中において、変圧器の１次巻線
に接続されたトランジスタがオン状態にされることによ
り、その電流は直線的に増大するが、出力回路内のダイ
オードの阻止作用により、２次巻線および３次巻線には
電流は流れない。次に変圧器はオフ状態にされ、 （１
次巻線の磁化インダクタンスにより作り出される）１次
巻線における電圧の逆転が起こる。この期間内に、２次
および３次巻線の双方を電流が流れ、それぞれの負荷に
エネルギーを供給する。３次巻線の電圧と、２次巻線の
電圧とは、（漏れインダクタンスの効果を無視すると）
これら２つの巻線の巻数比によって比例する。３次巻線
の出力電圧は、漏れから生じる誤差項が無視されうる限
り、電源の出力を調整するための帰還電圧として用いう
る。 ［０００８］ 変圧器の漏れインダクタンスは、帰還のために使用され
る変圧器の３次巻線内へ電圧スパイクを導入することに
より、フライバック電源の調整を劣化させる。 ２次巻線漏れインダクタイス（いかなる変圧器巻線にも
固有の寄生直列インダクタンス）は、帰還に用いられる
３次巻線に立上り区間電圧スパイクを生せしめる。３次
巻線のフィルタは、 （プラト一部ではなく）スパイク
電圧のピークまでのピーク充電を行ない、これが帰還装
置に対して初期誤差電圧を導入する。このピーク電圧は
負荷電流に比例し、これは出力電圧が負荷電流の変化に
伴って大きく変化することを意味する。 ［０００９］ 帰還における電圧スパイクの問題を解決するための１つ
の解決方法は、３次巻線による検出を放棄し、帰還ルー
プを直接出力電圧から閉じる方法である。分離が要求さ
れる応用においては、分離境界を越える信号を得るため
のパルス変成器またはオプトカップラが必要となる。線
形技術がオプトカップラと共に用いられうるが、それは
利得変動の欠点を有し、また雑音の影響を受けやすい。 変調・復調方式をオプトカップラまたはパルス変成器の
いずれかと共に用いると、利得変動は小さくなり、雑音
の影響も受けにくくなるが、回路が複雑化し、また製造
経費も増大する。また、オプトカップラは信頼性の問題
をも生じうる。２次巻線による検出技術は、通常、変圧
器の２次側に誤差増幅器および電圧基準を必要とし電源
の起動時（最初のターンオン時）に困難を生じうる。こ
の方法は、過度の部品数を要し、不経済である。 ［００１０］ もう１つの解決方法は、３次巻線における波形からスパ
イクをフィルタ除去する方法である。簡単な単極フィル
タの時定数がスパイク消去のために利用されうる。しか
し、帰還電圧自体もまたフィルタされ、帰還電圧のその
フィルタリングにより、出力のオーバシュートまたは不
安定性の原因となる制御ループの応答の遅れが起こる。 このフィルタの時定数は、「プラトー」帰還電圧が存在
するべき最小時間量を決定する。この制約により、プラ
トー時間をスパイク電圧の幅に比し増大させるためには
、電源に対する負荷を小さくすること、または電源周波
数を低下させることが必要となる。負荷の制限は電源の
融通性を減殺することになり、またスイッチング周波数
を低下させれば電源は大形になる。高度の複雑性をもつ
フィルタを使用すれば応答性および性能を改善すること
はできるが、成分数および製造経費が増大する。 ［００１１］ 第３の可能な解決方法は、電源の開ループを、入力電圧
からの「フィードフォワード」を用いて動作させる方法
である。出力電圧を制御するトランジスタスイッチに対
するパルス幅は、線間電圧および負荷電流を知れば解析
的に決定されうる。この方法は複雑であり、線間電圧、
負荷電流、および温度の広い範囲にわたり精度問題を生
じる。 ［００１２］ 第４の方法は、スパイクのブランキングを行なう方法で
ある。これは、スパイク中においては開放され、プラト
ー帰還電圧が存在する時は閉成されるトランジスタスイ
ッチを有する回路を必要とする。このスイッチの開閉さ
れるのアルゴリズムは、スパイクおよび帰還電圧の双方
が影響を受ける負荷電流に強く依存する。アナログスイ
ッチ作用自体も、電圧スパイクを導入しうる。この「デ
ィジタルフィルタリング」技術は、正確であるためには
、複雑なアルゴリズムまたは負荷範囲の制限を必要とす
る。 ［００１３］ 第５の方法は、ディジタル信号処理に用いられる純粋な
サンプルホールド技術を用いる方法である。波形がプラ
ト一部分においてサンプリングされる。広い範囲で変動
する負荷は、プラトー電圧の位置を変位させ、かつ幅を
変化させる。この技術も、プラトー帰還電圧を正確にサ
ンプリングするためには、複雑なアルゴリズムまたは負
荷範囲の制限を必要とする。 ［００１４］
本発明は、電力変圧器に帰還用の巻線を用いた分離形電
源の、出力調整の改善を目的とする。 本発明のもう１つの目的は、変圧器の漏れインダクタン
スに起因する帰還電圧の電圧スパイクを減殺することで
ある。 本発明のさらにもう１つの目的は、３次巻線に対するフ
ィルタをして適正なプラトー電圧までピーク充電を行な
わしめ、それによって、より正確な帰還電圧を生ぜしめ
ることである。 ［００１５］
源の、出力調整の改善を目的とする。 本発明のもう１つの目的は、変圧器の漏れインダクタン
スに起因する帰還電圧の電圧スパイクを減殺することで
ある。 本発明のさらにもう１つの目的は、３次巻線に対するフ
ィルタをして適正なプラトー電圧までピーク充電を行な
わしめ、それによって、より正確な帰還電圧を生ぜしめ
ることである。 ［００１５］
電源変圧器は、電力入力用の１次巻線と、出力用の第１
の２次巻線と、漏れインダクタンスに起因する電圧スパ
イクを受ける第２の２次巻線と、を有する。第１インダ
クタが第１の２次巻線に直列に接続されることによって
、第１の２次巻線から流れる電流が第１インダクタを通
るようにされる。第２インダクタが第２の２次巻線に直
列に接続されることによって、第２の２次巻線から流れ
る電流が第２インダクタを通るようにされる。第１およ
び第２インダクタは、同じ鉄心上に巻回された結合せし
められたインダクタであり、第２インダクタの両端間に
発生する電圧が、第２の２次巻線を受ける立上り区間の
電圧スパイクよりもわずかに高くなるように巻数比が整
定されている。 ［００１６］
の２次巻線と、漏れインダクタンスに起因する電圧スパ
イクを受ける第２の２次巻線と、を有する。第１インダ
クタが第１の２次巻線に直列に接続されることによって
、第１の２次巻線から流れる電流が第１インダクタを通
るようにされる。第２インダクタが第２の２次巻線に直
列に接続されることによって、第２の２次巻線から流れ
る電流が第２インダクタを通るようにされる。第１およ
び第２インダクタは、同じ鉄心上に巻回された結合せし
められたインダクタであり、第２インダクタの両端間に
発生する電圧が、第２の２次巻線を受ける立上り区間の
電圧スパイクよりもわずかに高くなるように巻数比が整
定されている。 ［００１６］
本発明の利点には、変圧器内の漏れインダクタンスに起
因する電圧スパイクの減殺、電力変圧器に帰還用の巻線
を用いた分離形電源の負荷調整の改善、および３次巻線
に対するフィルタをして適正なプラトー電圧までピーク
充電を行なわしめることによる帰還電圧の正確化が含ま
れる。 本発明の以上の、およびその他の諸口的および諸利点は
、本技術分野における通常の知識を有する者ならば、添
付図面を参照しつつ行なわれる実施例についての以下の
説明から理解しうるはずである。 ［００１７］
因する電圧スパイクの減殺、電力変圧器に帰還用の巻線
を用いた分離形電源の負荷調整の改善、および３次巻線
に対するフィルタをして適正なプラトー電圧までピーク
充電を行なわしめることによる帰還電圧の正確化が含ま
れる。 本発明の以上の、およびその他の諸口的および諸利点は
、本技術分野における通常の知識を有する者ならば、添
付図面を参照しつつ行なわれる実施例についての以下の
説明から理解しうるはずである。 ［００１７］
図１において、電源回路の全体は参照番号１０によって
示されている。整流器ＲおよびキャパシタＣ１は、ＡＣ
源からの電圧をＤＣに変換する。このＤＣ電圧は、変圧
器の１次巻線１１へ供給される。１次巻線の反対側には
、変圧器の２次巻線１２および変圧器の３次巻線１３が
ある。分離境界１４は、２次巻線を、１次および３次巻
線から分離する。ダイオードＤ１およびキャパシタＣ２
は、２次巻線出力に対するフィルタを形成する。ダイオ
ードＤ２およびキャパシタＣ３は３次巻線帰還に対する
フィルタを形成する。第１インダクタＬ１は、２次巻線
１２とダイオードＤ１との間に直列に接続され、第２イ
ンダクタＬ２は、３次巻線とダイオードＤ２との間に直
列に接続されている。 ［００１８］ 制御装置と電力トランジスタとから成るスイッチング電
源調整器１６は、変圧器の１次巻線１１の両端に対する
入力接続１７と、ドレイン接続１８とを有する。この調
整器はまた、キャパシタＣ３の３次巻線出力からの帰還
接続１９と、接地接続２０とをも有する。この調整器の
内部のトランジスタは、変圧器の１次巻線を流れる電流
を制御する。■サイクルの動作中において、このトラン
ジスタがオン状態になった時は、電流は直線的に増大す
るカミダイオードＤ１およびＤ２の阻止作用によって、
２次巻線１２および３次巻線１３には電流は流れない。 次にトランジスタはオフ状態になり、１次巻線の磁化イ
ンダクタンスによる１次巻線における電圧逆転が起こる
。この期間においては、２次巻線および３次巻線の双方
を電流が流れ、エネルギーをそれぞれの負荷に供給する
。３次巻線に生じる電圧と、２次巻線に生じる電圧とは
、（漏れインダクタンスの効果を無視すると）２つの巻
線の巻線比によって比例する。 ［００１９］ インダクタＬ１およびＬ２は、同じ鉄心上に巻回された
、結合せしめられたインダクタであり、漏れインダクタ
を補償するようになっている。インダクタＬ１は、追加
のインピーダンスを与え、電流は２次巻線１２がらこの
インダクタへ流れる。インダクタＬ１を通って流れる電
流により、電圧降下が発生する。インダクタＬ１に発生
する電圧は、変圧器効果によってインダクタＬ２に比例
する電圧の巻数比を変化させることにより調節される。 この電圧は、漏れインダクタンスに起因する立上り区間
における電圧スパイクよりもわずかに高く設定される。 点で示された極性は、インダクタＬ２に生じた電圧をし
て立上り区間の電圧スパイクを打消さしめる。 ［００２０］ 図２に示された、インダクタＬ およびＬ２のない回路
における帰還電圧の波形図では、漏れインダクタンスス
パイク２２にプラトー２３が続いている。水平な直線２
４は、キャパシタＣ３のピーク充電の電圧レベルを示し
、このレベルは漏れインダクタンススパイクに対応して
いる。 ［００２１］ 次に、図３に示されている、インダクタし およびＬ２
を含む回路における帰還電圧の波形図では、立上り区間
２６において効果的なスパイクの抑圧が行なわれ、それ
にプラトー２７が続いている。水平な直線２４は、キャ
パシタＣ３のピーク充電のレベルを示す。インダクタＬ
およびＬ２の作用により、この場合キャパシタＣ３の
ピーク充電はプラトー電圧レベルに近くなり、より正確
な帰還電圧も与える。 ［００２２］ この回路は、連続および不連続導電モードの双方におい
て動作するフライバック変圧器によって試験されたが、
軽負荷に至るまで良好に動作した（負荷電流の２０％か
ら１００％までに対し、＋／−２，５％の調整が行なわ
れた）。 この技術は、多出力電源の交さ調整の（ｃｒｏｓｓ
ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）の改善にも用いられうる。 この電源出力調整は、飽和変圧器にも用いられうる。こ
の場合の抑圧電圧は、電流波形の立上り区間の後に変圧
器が飽和した時、ゼロまで低下する。 ［００２３］
示されている。整流器ＲおよびキャパシタＣ１は、ＡＣ
源からの電圧をＤＣに変換する。このＤＣ電圧は、変圧
器の１次巻線１１へ供給される。１次巻線の反対側には
、変圧器の２次巻線１２および変圧器の３次巻線１３が
ある。分離境界１４は、２次巻線を、１次および３次巻
線から分離する。ダイオードＤ１およびキャパシタＣ２
は、２次巻線出力に対するフィルタを形成する。ダイオ
ードＤ２およびキャパシタＣ３は３次巻線帰還に対する
フィルタを形成する。第１インダクタＬ１は、２次巻線
１２とダイオードＤ１との間に直列に接続され、第２イ
ンダクタＬ２は、３次巻線とダイオードＤ２との間に直
列に接続されている。 ［００１８］ 制御装置と電力トランジスタとから成るスイッチング電
源調整器１６は、変圧器の１次巻線１１の両端に対する
入力接続１７と、ドレイン接続１８とを有する。この調
整器はまた、キャパシタＣ３の３次巻線出力からの帰還
接続１９と、接地接続２０とをも有する。この調整器の
内部のトランジスタは、変圧器の１次巻線を流れる電流
を制御する。■サイクルの動作中において、このトラン
ジスタがオン状態になった時は、電流は直線的に増大す
るカミダイオードＤ１およびＤ２の阻止作用によって、
２次巻線１２および３次巻線１３には電流は流れない。 次にトランジスタはオフ状態になり、１次巻線の磁化イ
ンダクタンスによる１次巻線における電圧逆転が起こる
。この期間においては、２次巻線および３次巻線の双方
を電流が流れ、エネルギーをそれぞれの負荷に供給する
。３次巻線に生じる電圧と、２次巻線に生じる電圧とは
、（漏れインダクタンスの効果を無視すると）２つの巻
線の巻線比によって比例する。 ［００１９］ インダクタＬ１およびＬ２は、同じ鉄心上に巻回された
、結合せしめられたインダクタであり、漏れインダクタ
を補償するようになっている。インダクタＬ１は、追加
のインピーダンスを与え、電流は２次巻線１２がらこの
インダクタへ流れる。インダクタＬ１を通って流れる電
流により、電圧降下が発生する。インダクタＬ１に発生
する電圧は、変圧器効果によってインダクタＬ２に比例
する電圧の巻数比を変化させることにより調節される。 この電圧は、漏れインダクタンスに起因する立上り区間
における電圧スパイクよりもわずかに高く設定される。 点で示された極性は、インダクタＬ２に生じた電圧をし
て立上り区間の電圧スパイクを打消さしめる。 ［００２０］ 図２に示された、インダクタＬ およびＬ２のない回路
における帰還電圧の波形図では、漏れインダクタンスス
パイク２２にプラトー２３が続いている。水平な直線２
４は、キャパシタＣ３のピーク充電の電圧レベルを示し
、このレベルは漏れインダクタンススパイクに対応して
いる。 ［００２１］ 次に、図３に示されている、インダクタし およびＬ２
を含む回路における帰還電圧の波形図では、立上り区間
２６において効果的なスパイクの抑圧が行なわれ、それ
にプラトー２７が続いている。水平な直線２４は、キャ
パシタＣ３のピーク充電のレベルを示す。インダクタＬ
およびＬ２の作用により、この場合キャパシタＣ３の
ピーク充電はプラトー電圧レベルに近くなり、より正確
な帰還電圧も与える。 ［００２２］ この回路は、連続および不連続導電モードの双方におい
て動作するフライバック変圧器によって試験されたが、
軽負荷に至るまで良好に動作した（負荷電流の２０％か
ら１００％までに対し、＋／−２，５％の調整が行なわ
れた）。 この技術は、多出力電源の交さ調整の（ｃｒｏｓｓ
ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）の改善にも用いられうる。 この電源出力調整は、飽和変圧器にも用いられうる。こ
の場合の抑圧電圧は、電流波形の立上り区間の後に変圧
器が飽和した時、ゼロまで低下する。 ［００２３］
以上の説明から、電源変圧器は、電力入力用の１次巻線
１１と、出力用の２次巻線１２と、漏れインダクタンス
に起因する電圧スパイクを受ける３次巻線１３れている
ことにより、２次巻線から流れる電流はインダクタＬ１
を通る。第２インダクタＬ２が３次巻線１３と直列に接
続されていることにより、３次巻線から流れる電流はイ
ンダクタＬ２を通る。インダクタＬ１およびＬ２は、同
じ鉄心上に巻回された結合せしめられたインダクタであ
り、第２インダクタＬ２の両端間に発生する電圧が、３
次巻線１３の受ける立上り区間の電圧スパイクよりもわ
ずかに高くなるように巻数比が整定されている。点で図
示された極性は、インダクタＬ２に生じた電圧をして立
上り区間の電圧スパイクを打消さしめる、すなわち抑圧
せしめる。 ［００２４］ 以上においては、本発明を、採用した実施例について説
明してきたが、この開示は限定的な意味のものと解釈す
べきではない。本技術分野に精通した者ならば以上の開
示から、さまざまな変更および改変が可能であることが
わかるはずである。従って、特許請求の範囲は、本発明
の真の精神および範囲内に属する全ての変更および改変
を含むようにされている。
１１と、出力用の２次巻線１２と、漏れインダクタンス
に起因する電圧スパイクを受ける３次巻線１３れている
ことにより、２次巻線から流れる電流はインダクタＬ１
を通る。第２インダクタＬ２が３次巻線１３と直列に接
続されていることにより、３次巻線から流れる電流はイ
ンダクタＬ２を通る。インダクタＬ１およびＬ２は、同
じ鉄心上に巻回された結合せしめられたインダクタであ
り、第２インダクタＬ２の両端間に発生する電圧が、３
次巻線１３の受ける立上り区間の電圧スパイクよりもわ
ずかに高くなるように巻数比が整定されている。点で図
示された極性は、インダクタＬ２に生じた電圧をして立
上り区間の電圧スパイクを打消さしめる、すなわち抑圧
せしめる。 ［００２４］ 以上においては、本発明を、採用した実施例について説
明してきたが、この開示は限定的な意味のものと解釈す
べきではない。本技術分野に精通した者ならば以上の開
示から、さまざまな変更および改変が可能であることが
わかるはずである。従って、特許請求の範囲は、本発明
の真の精神および範囲内に属する全ての変更および改変
を含むようにされている。
【図１】
本発明の実施例の電気回路図。
【図２】
図１に示されている第１および第２インダクタのない電
気回路における帰還電圧の波形図。
気回路における帰還電圧の波形図。
【図３】
図１に示されている電気回路における帰還電圧の波形図
。
。
１０ 電源回路
１１１次巻線
１２２次巻線
１３３次巻線
１６ スイッチング電源調整器
２２ 漏れインダクタンススパイク
立上り区間
プラトー
第１インダクタ
【図１】
図面
【図２】
【図３】
Claims (2)
- 【請求項１】電力入力用の１次巻線と、出力用の第１の
２次巻線と、漏れインダクタンスに起因する電圧スパイ
クを受ける第２の２次巻線と、を有する変圧器を含む電
源であって、 前記第１の２次巻線に直列に接続されることによって、
該第１の２次巻線から流れる電流が通るようになってい
る第１インダクタと、前記第２の２次巻線に直列に接続
されることによって、該第２の２次巻線から流れる電流
が通るようになっている第２インダクタと、を含み、前
記第１及び第２インダクタが、同じ鉄心上に巻回された
結合せしめられたインダクタであり、該第２インダクタ
の両端間に発生する電圧が、前記第２の２次巻線の受け
る立上り区間の電圧スパイクよりもわずかに高くなるよ
うに巻線比が整定されていることを特徴とする、電源。 - 【請求項２】電力入力用の１次巻線と、出力用の２次巻
線と、漏れインダクタンスに起因する電圧スパクを受け
る帰還用の３次巻線と、を有する変圧器であって、該変
圧器２次巻線が該変圧器１次および３次巻線から分離さ
れている該変圧器と、前記帰還をフィルタする３次フィ
ルタと、を含むフライバック電源であって、 前記２次巻線に直列に接続されることによって、該２次
巻線から流れる電流が通るようになっている第１インダ
クタと、 前記３次巻線に直列に接続されることによって、該３次
巻線から流れる電流が通るようになっている第２インダ
クタと、を含み、前記第１および第２インダクタが、同
じ鉄心上に巻回された結合せしめられたインダクタであ
り、該第２インダクタの両端間に発生する電圧が、前記
３次回線の受ける立上り区間の電圧スパイクよりもわず
かに高くなるように巻線比が整定されており、 それによって前記立上り区間の電圧スパイクが点により
図示されている極性によって打消され、かつ３次巻線用
フィルタが適正なプラトー電圧までのピーク充電を行な
って、より正確な帰還電圧を発生するようになっている
ことを特徴とする、フライバック電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US455601 | 1989-12-21 | ||
| US07/455,601 US5008794A (en) | 1989-12-21 | 1989-12-21 | Regulated flyback converter with spike suppressing coupled inductors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03289349A true JPH03289349A (ja) | 1991-12-19 |
Family
ID=23809502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2404452A Pending JPH03289349A (ja) | 1989-12-21 | 1990-12-20 | 電源出力の調整 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5008794A (ja) |
| JP (1) | JPH03289349A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009165337A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Lite-On Technology Corp | 電源装置 |
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| US5008794A (en) | 1991-04-16 |
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