JPH02269471A - 交直両出力電源回路 - Google Patents
交直両出力電源回路Info
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- JPH02269471A JPH02269471A JP9129489A JP9129489A JPH02269471A JP H02269471 A JPH02269471 A JP H02269471A JP 9129489 A JP9129489 A JP 9129489A JP 9129489 A JP9129489 A JP 9129489A JP H02269471 A JPH02269471 A JP H02269471A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 21
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ）産業上の利用分野
この発明は、直流電圧とともに交流電圧を発生するスイ
ッチングレギュレータに関する。
ッチングレギュレータに関する。
（ｂ）従来の技術
直流電流と交流電流を共に発生する従来のスイッチング
レギュレータの回路図を第６図および第７図に示す。両
図においてＮ１はトランスの一次巻線、Ｎ２は帰還巻線
でありスイッチングトランジスタＱ１の自動発振動作に
よりトランスの一次巻線電流を断続する。Ｎ３およびＮ
４はトランスの二次側の巻線であり、第６図の例ではダ
イオードＤ１が巻線Ｎ３の起電圧を整流し、コンデンサ
Ｃ１がこれを平滑し、第１の出力端子０ＵＴＩに所定の
直流電圧を発生する。また、コンデンサＣ２が巻線Ｎ４
の起電圧を波形成形し、第２の出力端子０ＵＴ２に交流
電圧を発生する。
レギュレータの回路図を第６図および第７図に示す。両
図においてＮ１はトランスの一次巻線、Ｎ２は帰還巻線
でありスイッチングトランジスタＱ１の自動発振動作に
よりトランスの一次巻線電流を断続する。Ｎ３およびＮ
４はトランスの二次側の巻線であり、第６図の例ではダ
イオードＤ１が巻線Ｎ３の起電圧を整流し、コンデンサ
Ｃ１がこれを平滑し、第１の出力端子０ＵＴＩに所定の
直流電圧を発生する。また、コンデンサＣ２が巻線Ｎ４
の起電圧を波形成形し、第２の出力端子０ＵＴ２に交流
電圧を発生する。
第７図に示す例では、ＤｌおよびＣ１により巻′１ｌＡ
Ｎ３の起電圧を整流・平滑することにより出力端子０Ｕ
ＴＩに所定の直流電圧を発生するとともに、巻線Ｎ３の
一部を共用して出力端子０ＵＴ２に交流電圧を発生させ
ている。
Ｎ３の起電圧を整流・平滑することにより出力端子０Ｕ
ＴＩに所定の直流電圧を発生するとともに、巻線Ｎ３の
一部を共用して出力端子０ＵＴ２に交流電圧を発生させ
ている。
（Ｃ）発明が解決しようとする課題
ところが上述した従来のスイッチングレギュレータにお
いては、次に述べる問題点があった。
いては、次に述べる問題点があった。
第６図に示したようにトランスの二次側にそれぞれ直流
電圧発生用と交流電圧発生用の巻線Ｎ３およびＮ４を別
個に設けた回路では、巻線数の多いトランスを必要とす
るため大型化およびコスト高となる欠点がある。第７図
に示した回路ではこのような欠点がないものの、出力端
子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に接続される負荷の状態によ
って互いに出力電圧が変動する欠点がある。また第６図
および第７図に示したいずれの回路においても、出力電
圧の制御はトランスの一次側で行うため直流電圧の出力
制御と交流電圧の出力制御が同時にしかかからない。こ
のため、例えば交流電圧の周波数や波形を単独に制御す
るといったことは不可能であった。さらに、トランスを
介して二次側巻線間に生じる相互誘導の影響により出力
電圧の安定性が低いという欠点もあった。
電圧発生用と交流電圧発生用の巻線Ｎ３およびＮ４を別
個に設けた回路では、巻線数の多いトランスを必要とす
るため大型化およびコスト高となる欠点がある。第７図
に示した回路ではこのような欠点がないものの、出力端
子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２に接続される負荷の状態によ
って互いに出力電圧が変動する欠点がある。また第６図
および第７図に示したいずれの回路においても、出力電
圧の制御はトランスの一次側で行うため直流電圧の出力
制御と交流電圧の出力制御が同時にしかかからない。こ
のため、例えば交流電圧の周波数や波形を単独に制御す
るといったことは不可能であった。さらに、トランスを
介して二次側巻線間に生じる相互誘導の影響により出力
電圧の安定性が低いという欠点もあった。
上記不具合を解消するためには、トランスおよび制御回
路を分離する必要があり、スペースおよびコストの面で
障害となっていた。
路を分離する必要があり、スペースおよびコストの面で
障害となっていた。
この発明の目的は、トランスの単一の二次巻線から直流
電圧と交流電圧を発生するようにして上記従来の各種問
題点を解消した交直再出力電源回路を提供することにあ
る。
電圧と交流電圧を発生するようにして上記従来の各種問
題点を解消した交直再出力電源回路を提供することにあ
る。
（ｄ）課題を解決するための手段
この発明は、トランスと、このトランスの一次巻線に流
れる電流を断続するスイッチング回路と、前記トランス
の二次巻線に生じる起電圧を整流・平滑して直流電圧を
発生する整流平滑回路を有するスイッチングレギュレー
タにおいて、ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れ
る電流を制御する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れ
る電流を一定振幅で変動させる変動制御信号を前記電流
制御回路に与えるブリーダ電流変動制御回路とからなり
、前記ブリーダ抵抗と電流制御回路との接続点から交流
電圧を発生する交流電圧発（ｅ）作用 この発明の交直再出力電源回路においては、整流平滑回
路はトランスの二次巻線の起電圧を整流・平滑して直流
電圧を発生する。一方、交流電圧発生回路は整流平滑回
路の出力部に接続されることによってブリーダ抵抗と電
流制御回路との接続点から交流電圧を発生する。
れる電流を断続するスイッチング回路と、前記トランス
の二次巻線に生じる起電圧を整流・平滑して直流電圧を
発生する整流平滑回路を有するスイッチングレギュレー
タにおいて、ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れ
る電流を制御する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れ
る電流を一定振幅で変動させる変動制御信号を前記電流
制御回路に与えるブリーダ電流変動制御回路とからなり
、前記ブリーダ抵抗と電流制御回路との接続点から交流
電圧を発生する交流電圧発（ｅ）作用 この発明の交直再出力電源回路においては、整流平滑回
路はトランスの二次巻線の起電圧を整流・平滑して直流
電圧を発生する。一方、交流電圧発生回路は整流平滑回
路の出力部に接続されることによってブリーダ抵抗と電
流制御回路との接続点から交流電圧を発生する。
すなわち、前記交流電圧発生回路において、交流電圧は
ブリーダ抵抗を通して出力されるため、このブリーダ抵
抗に流れる電流に応じて電圧降下が生じ出力電圧が変動
する。前記電流制御回路およびブリーダ電流変動制御回
路の作用によりブリーダ抵抗に流れる電流は一定振幅で
変動するため、その変動に応じた交流電圧が発生する。
ブリーダ抵抗を通して出力されるため、このブリーダ抵
抗に流れる電流に応じて電圧降下が生じ出力電圧が変動
する。前記電流制御回路およびブリーダ電流変動制御回
路の作用によりブリーダ抵抗に流れる電流は一定振幅で
変動するため、その変動に応じた交流電圧が発生する。
このようにトランスの二次巻線の起電圧を利用して直流
電圧を発生するとともに、この直流電圧を電源として別
個に交流電圧を発生するようにしたため、従来の各種問
題点を解消した交直再出力電源回路を構成することがで
きる。
電圧を発生するとともに、この直流電圧を電源として別
個に交流電圧を発生するようにしたため、従来の各種問
題点を解消した交直再出力電源回路を構成することがで
きる。
（ｆｌ実施例
この発明の実施例である交直再出力電源回路の回路図を
第１図に示す。
第１図に示す。
第１図においてＱｌはスイッチングトランジスタであり
、トランスの巻ｖＡＮ１．Ｎ２、抵抗Ｒ２、Ｒ３および
コンデンサＣ３により自動発振回路を構成している。Ｑ
２はＱｌのベース電流を制御するトランジスタであり、
コンパレータ２の出力により制御される。トランスの二
次巻線Ｎ３には整流ダイオードＤ１および平滑コンデン
サＣ１からなる整流平滑回路を接続し、電流制限抵抗Ｒ
１を介して第１の出力端子０ＵＴＩに直流電圧を発生す
る。出力端子０ＵＴＩの電圧は抵抗Ｒ４を介して前記コ
ンパレータ２に帰還させている。コンパレータ２は基準
電圧回路３の電圧を基準にして端子０ＵＴＩの出力電圧
を比較して負帰還制御を行い出力電圧を安定化させる。
、トランスの巻ｖＡＮ１．Ｎ２、抵抗Ｒ２、Ｒ３および
コンデンサＣ３により自動発振回路を構成している。Ｑ
２はＱｌのベース電流を制御するトランジスタであり、
コンパレータ２の出力により制御される。トランスの二
次巻線Ｎ３には整流ダイオードＤ１および平滑コンデン
サＣ１からなる整流平滑回路を接続し、電流制限抵抗Ｒ
１を介して第１の出力端子０ＵＴＩに直流電圧を発生す
る。出力端子０ＵＴＩの電圧は抵抗Ｒ４を介して前記コ
ンパレータ２に帰還させている。コンパレータ２は基準
電圧回路３の電圧を基準にして端子０ＵＴＩの出力電圧
を比較して負帰還制御を行い出力電圧を安定化させる。
整流平滑回路の出力部に接続している回路１は交流電圧
発生回路であり、第２の出力端子０ＵＴ２に交流電圧を
発生する。
発生回路であり、第２の出力端子０ＵＴ２に交流電圧を
発生する。
第２図および第３図は第１図に示した交流電圧発生回路
１の具体例およびその回路により発生される交流電圧の
波形図である。第２図において抵抗Ｒ５はプリーダ抵抗
であり、トランジスタＱ３およびツェナーダイオードＺ
Ｄを直列接続している。また、Ｑ３のコレクタ、ベース
および接地間にバイアス抵抗Ｒ６，Ｒ７およびＲ８〜Ｒ
ＩＯを接続している。抵抗Ｒ９およびＲＩＯには直列に
スイッチ回路４および５を接続していて、選択的に導通
／遮断することによってトランジスタＱ３のベースバイ
アス電圧を変動させる。
１の具体例およびその回路により発生される交流電圧の
波形図である。第２図において抵抗Ｒ５はプリーダ抵抗
であり、トランジスタＱ３およびツェナーダイオードＺ
Ｄを直列接続している。また、Ｑ３のコレクタ、ベース
および接地間にバイアス抵抗Ｒ６，Ｒ７およびＲ８〜Ｒ
ＩＯを接続している。抵抗Ｒ９およびＲＩＯには直列に
スイッチ回路４および５を接続していて、選択的に導通
／遮断することによってトランジスタＱ３のベースバイ
アス電圧を変動させる。
第２図に示した交流電圧発生回路はいわゆるシャントレ
ギュレータの回路構成であり、ツェナーダイオードＺＤ
のツェナー電圧を基準にしてブリーダ抵抗Ｒ５による降
下電圧を制御している。但しＱ３のベースバイアス電圧
が切り換えられるため出力端子０ＵＴ２には一定振幅で
変動する電圧が得られる。
ギュレータの回路構成であり、ツェナーダイオードＺＤ
のツェナー電圧を基準にしてブリーダ抵抗Ｒ５による降
下電圧を制御している。但しＱ３のベースバイアス電圧
が切り換えられるため出力端子０ＵＴ２には一定振幅で
変動する電圧が得られる。
第２図に示した回路中スイッチ回路４および５は具体的
にはトランジスタなどのスイッチ素子とそのスイッチ素
子を一定のタイミングでオン／オフ制御する制御回路か
ら構成する。スイッチ回路４および５の状態により変動
する抵抗Ｒ８両端の抵抗値をＲｏとすれば端子０ＵＴ２
に発生する電圧■０には次の関係が成り立つ。
にはトランジスタなどのスイッチ素子とそのスイッチ素
子を一定のタイミングでオン／オフ制御する制御回路か
ら構成する。スイッチ回路４および５の状態により変動
する抵抗Ｒ８両端の抵抗値をＲｏとすれば端子０ＵＴ２
に発生する電圧■０には次の関係が成り立つ。
Ｖｏ （Ｒ７＋Ｒｏ）／ （Ｒ６＋Ｒ７＋Ｒｏ）＝ＶＺ
＋ＶＩＥ 、−、ＶＯ＝ （ｖｚ ＋ＶＩＥ）（Ｒ６＋Ｒ７＋
ＲＯ）／（Ｒ７＋Ｒｏ） ここでｖ２はツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧、
■、はトランジスタＱ３のベースエミッタ間降下電圧で
ある。
＋ＶＩＥ 、−、ＶＯ＝ （ｖｚ ＋ＶＩＥ）（Ｒ６＋Ｒ７＋
ＲＯ）／（Ｒ７＋Ｒｏ） ここでｖ２はツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧、
■、はトランジスタＱ３のベースエミッタ間降下電圧で
ある。
このようにスイッチ回路４および５のスイッチ制御によ
り端子０ＵＴ２に発生する電圧を変動させることができ
る。第３図は端子０ＵＴ２に発生する電圧波形を示して
いる。第２図に示したスイッチ回路４および５の双方が
遮断状態であれば、電圧Ｖｃが発生し、スイッチ回路４
のみが導通状態であれば電圧ｖｂが発生し、スイッチ回
路４および５の双方が導通状態であれば、電圧Ｖａが発
生する。これら３値の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは第２図に
示した抵抗Ｒ８，Ｒ９およびＲＩＯの抵抗値を調節する
ことによって設定することができる。但し０ＵＴ２に発
生する電圧は常に一定の直流バイアスがかかっているの
で純粋な交流電圧して用いる場合には直流カット用のコ
ンデンサを通して用いれば良い。
り端子０ＵＴ２に発生する電圧を変動させることができ
る。第３図は端子０ＵＴ２に発生する電圧波形を示して
いる。第２図に示したスイッチ回路４および５の双方が
遮断状態であれば、電圧Ｖｃが発生し、スイッチ回路４
のみが導通状態であれば電圧ｖｂが発生し、スイッチ回
路４および５の双方が導通状態であれば、電圧Ｖａが発
生する。これら３値の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは第２図に
示した抵抗Ｒ８，Ｒ９およびＲＩＯの抵抗値を調節する
ことによって設定することができる。但し０ＵＴ２に発
生する電圧は常に一定の直流バイアスがかかっているの
で純粋な交流電圧して用いる場合には直流カット用のコ
ンデンサを通して用いれば良い。
第４図および第５図は他の実施例にかかる交流電圧発生
回路の回路図およびその回路により出力される電圧波形
図である。第２図に示した例では、シャントレギュレー
タ回路の制御部を多段構成として階段状電圧波形を得る
ようにしたが、第４図に示す例ではシャントレギュレー
タの制御部に外部から電圧信号を与えるようにしている
。第４図に示す回路においてトランジスタＱ３のベース
バイアス電圧は入力電圧Ｖｉに応じて変動するため、入
力電圧Ｖｉの波形と相似形の電圧波形が端子０ＵＴ２に
発生する。入力電圧Ｖｉが三角波であれば第５図に示す
ように端子０ＵＴ２に三角波の電圧が発生される。同様
に入力信号として正弦波を入力すれば正弦波の交流電圧
が得られる。
回路の回路図およびその回路により出力される電圧波形
図である。第２図に示した例では、シャントレギュレー
タ回路の制御部を多段構成として階段状電圧波形を得る
ようにしたが、第４図に示す例ではシャントレギュレー
タの制御部に外部から電圧信号を与えるようにしている
。第４図に示す回路においてトランジスタＱ３のベース
バイアス電圧は入力電圧Ｖｉに応じて変動するため、入
力電圧Ｖｉの波形と相似形の電圧波形が端子０ＵＴ２に
発生する。入力電圧Ｖｉが三角波であれば第５図に示す
ように端子０ＵＴ２に三角波の電圧が発生される。同様
に入力信号として正弦波を入力すれば正弦波の交流電圧
が得られる。
第１図に示した交直側出力電源回路は、例えば電子写真
式複写機やレーザビームプリンタにおける高電圧発生回
路として用いることができ、端子０ＵＴＩに発生する直
流高電圧を帯電器に供給して直流コロナ放電を行なわせ
、端子０ＵＴ２に発生する交流中電圧を他の負荷に供給
することができる。この交流中電圧は０ＵＴＩに発生す
る直流高電圧以下の電圧であれば直流高電圧の電圧変動
に関わらず安定した交流電圧を発生することができ、直
流高電圧の負荷による影響を受けず周波数やデユーティ
比をも独立して制御することができる。また、直流高電
圧についても、その電圧をコロナ放電電圧以下に下げる
ことにより、凝似的にオフすることができ、その場合で
も交流中電圧は発生させることができるため、直流電圧
と交流電圧の独立したリモート制御が可能となる。なお
、実施例では正の直流電圧を発生させる回路であったが
、この発明は負電圧を発生させる回路にも同様にして適
用することができる。
式複写機やレーザビームプリンタにおける高電圧発生回
路として用いることができ、端子０ＵＴＩに発生する直
流高電圧を帯電器に供給して直流コロナ放電を行なわせ
、端子０ＵＴ２に発生する交流中電圧を他の負荷に供給
することができる。この交流中電圧は０ＵＴＩに発生す
る直流高電圧以下の電圧であれば直流高電圧の電圧変動
に関わらず安定した交流電圧を発生することができ、直
流高電圧の負荷による影響を受けず周波数やデユーティ
比をも独立して制御することができる。また、直流高電
圧についても、その電圧をコロナ放電電圧以下に下げる
ことにより、凝似的にオフすることができ、その場合で
も交流中電圧は発生させることができるため、直流電圧
と交流電圧の独立したリモート制御が可能となる。なお
、実施例では正の直流電圧を発生させる回路であったが
、この発明は負電圧を発生させる回路にも同様にして適
用することができる。
（勢発明の効果
この発明によれば、単一のトランスを用い、且つ単一の
二次巻線から実質的に直流電圧と交流電圧を発生させる
ことができるため、小型化およびコストダウンを図るこ
とができる。また、直流負荷と交流負荷の状態にかかわ
らず相互に影響を受けることなく、安定した電圧を供給
することができる。さらに交流電圧の周波数や波形を独
立して制御することも可能となる。
二次巻線から実質的に直流電圧と交流電圧を発生させる
ことができるため、小型化およびコストダウンを図るこ
とができる。また、直流負荷と交流負荷の状態にかかわ
らず相互に影響を受けることなく、安定した電圧を供給
することができる。さらに交流電圧の周波数や波形を独
立して制御することも可能となる。
第１図はこの発明の実施例である交直再出力電源回路の
回路図である。第２図および第３図は同電源回路におけ
る交流電圧発生回路の回路図およびその回路により得ら
れる出力電圧波形を示す図である。第４図および第５図
は他の実施例に係る交流電圧発生回路の回路図およびそ
の回路による出力電圧波形金側を示す図である。第６図
および第７図は従来の交直再出力電源回路の主要部の回
路図である。 １−交流電圧発生回路、 ２−コンパレータ、 ３−基準電圧発生回路、 ４．５−スインチ回路、 Ｒ５−ブリーダ抵抗。
回路図である。第２図および第３図は同電源回路におけ
る交流電圧発生回路の回路図およびその回路により得ら
れる出力電圧波形を示す図である。第４図および第５図
は他の実施例に係る交流電圧発生回路の回路図およびそ
の回路による出力電圧波形金側を示す図である。第６図
および第７図は従来の交直再出力電源回路の主要部の回
路図である。 １−交流電圧発生回路、 ２−コンパレータ、 ３−基準電圧発生回路、 ４．５−スインチ回路、 Ｒ５−ブリーダ抵抗。
Claims (1)
- （１）トランスと、このトランスの一次巻線に流れる電
流を断続するスイッチング回路と、前記トランスの二次
巻線に生じる起電圧を整流・平滑して直流電圧を発生す
る整流平滑回路を有するスイッチングレギュレータにお
いて、 ブリーダ抵抗と、このブリーダ抵抗に流れる電流を制御
する電流制御回路と、ブリーダ抵抗に流れる電流を一定
振幅で変動させる変動制御信号を前記電流制御回路に与
えるブリーダ電流変動制御回路とからなり、前記ブリー
ダ抵抗と電流制御回路との接続点から交流電圧を発生す
る交流電圧発生回路を前記整流平滑回路の出力部に接続
したことを特徴とする交直両出力電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129489A JPH02269471A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9129489A JPH02269471A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02269471A true JPH02269471A (ja) | 1990-11-02 |
Family
ID=14022452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9129489A Pending JPH02269471A (ja) | 1989-04-10 | 1989-04-10 | 交直両出力電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02269471A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03106876U (ja) * | 1990-02-19 | 1991-11-05 |
-
1989
- 1989-04-10 JP JP9129489A patent/JPH02269471A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03106876U (ja) * | 1990-02-19 | 1991-11-05 |
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