JPH0265423A - 位相合成形スペースダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、例えば固定マイクロ波無線通信システムにお
いて、フェージングの影響を軽減するために使用される
位相合成形スペースダイバーシティ受信装置に関する。

（従来の技術） 従来、スペースダイバーシティの一方式として、２つの
受信入力を位相合成する位相合成形スペースダイバーシ
ティ方式が知られている。この種の方式は、一般にセン
シング方式と呼ばれるもので、例えば先ず主受信系で得
られた主受信中間周波信号および副受信系で得られた副
受信中間周波信号のうち、副受信中間周波信号に位相変
調器で低周波からなる位相変調信号により位相変調をか
け、しかるのちこれらの主受信中間周波信号と副受信中
間周波信号とを合成器により合成する。

そして、この合成信号に振幅変調波として現われる上記
位相変調信号の基本波成分の有無およびその位相関係を
検出してこの検出結果から上記主受信中間周波信号と副
受信中間周波信号との相対位相の状態を判定し、この判
定結果に従って上記主受信中間周波信号と副受信中間周
波信号とが同相になるように位相制御するものである。

第７図はその原理を示すもので、副受信中間周波信号Ｓ
に対し周波数ｆ、で位相変位Ｘからなる位を１変調信号
により位相変調をかけると、主受信中間周波信号Ｍと副
受信中間周波信号Ｓとの相対位相がずれている場合には
、例えば第７図（ａ）に示すように合成信号Ｇの位相は
■〜■のように変化する。このため、この合成信号Ｇに
は第８図（ｂ）に示すように上記位相変調信号の基本波
周波数ｆ、と同じ振幅変調波が現われる。尚、上記第８
図（ｂ）は主受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周波
信号Ｓの位相が遅れている場合に現われる波形であり、
主受信中間周波信号Ｍに対し副受信中間周波信号Ｓの位
相が進んでいる場合には、周波数はｆＰて同しであるが
第８図（Ｃ）に示す如く上記第８図（ｂ）とは位相が反
転した振幅変調波が現われる。したがって、このような
場合には上記合成信号の振幅変調波に位相変調信号の基
本波周波数ｆＰと同じ周波数成分が含まれているか否か
を検出し、かつその位相を判別することにより主受信中
間周波信号に対し副受信中間周波信号の位相が進んでい
るか遅れているかを判定することができる。

一方、主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓと
が同相の場合には、第７図（ｂ）に示すように主受信中
間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの合成信号Ｇの
位相は■〜■のように同相領域内で繰返し変化する。こ
のため、合成信号Ｇの振幅変調波には位相変調信号の基
本波成分（周波数ｆｐ）は現われず、第８図（ａ）に示
す如く上記基本波成分の２倍波（周波数２ｆＰ）が現わ
れる。また逆相の場合にも、第７図（ｃ）に示すように
主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの合成
信号Ｇの位相は■〜■のように逆相領域内で繰返し変化
するため、合成信号Ｇの振幅変調波には第８図（ｄ）に
示すように基本波の２倍波（周波数２ｆＰ）が現われる
。したがって、合成信号に現われる振幅変調波の周波数
が２ｆＰであるか否かを判定することにより同相および
逆相の状態を検出することができ、またその位相を判定
することにより進相と遅相とを識別することができる。

ところで、以上の検出結果に従って主受信中間周波信号
Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの相対位相を制御する場合
、従来は例えば次のように行なっている。すなわち、副
受信系に無限移相器を設けるとともに、この無限移相器
の移相量を可変制御するアップダウンカウンタを設けて
いる。そして、上記検出結果から主受信中間周波信号Ｍ
と副受信中間周波信号Ｓとの相対位相が進み領域か遅れ
領域または逆相領域にあると判定された場合は、上記ア
ップダウンカウンタの計数値を任意の方向に変化させて
この計数値により上記無限移相器の移相量を可変制御し
、これにより例えば副受信系の局部発振信号の位相を可
変して主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓと
の相対位相を同相領域に近付けるようにしている。−右
同相領域に入ったと判定された場合は、この時点で上記
アップダウンカウンタの計数動作を停止させて無限移相
器の移相量を固定し、これにより主受信中間周波信号Ｍ
と副受信中間周波信号Ｓとの相対位相を同相のまま保持
するようにしている。したがって、比較的簡単な構成で
しかも正確に位相制御を行ない得る。

ところがこのような従来の装置は、同相領域に入ったこ
とが検出されたときに、この検出時点で即時アップダウ
ンカウンタの計数動作を停止して無限移相器の移相量を
固定するようにしているため、次のような問題点があっ
た。すなわち、一般に同相を検出する場合は、合成信号
を自動利得制御増幅器で増幅したのち検波し、この検波
後の信号を位相変調信号の基本波成分（周波数ｆｐ）の
みを通過させる低域通過フィルタを通し、このフィルタ
を通過した信号のレベルが零になったか否かをコンパレ
ータで判定することにより行なっている。このため、コ
ンパレータが正確に入力信号レベルの零を判定できれば
よいが、実際には判定限界があって人力信号レベルが零
になる以前に同相となったことを示す判定信号を出力す
る。したがって、先に述べたようにこの判定信号が出力
された時点でアップダウンカウンタの計数動作を停■、
すると、実際には同相に達していない状態で主受信中間
周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの相対位相が固定
されることになり、この結果同相領域が広くなるという
問題点があった。

（発明が解決しようとする課題） 以上のように従来の装置は、同相状態に入ったことを判
定するための回路の判定限界により同相領域が広くなる
という問題点を何するもので、本発明はこの点に着目し
、同相判定回路に判定限界があっても同相領域を狭くで
きるようにし、これにより精度良く同相状態に引込むこ
とができる位相合成形スペースダイバーシティ受信装置
を提供しようとするものである。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、第１および第２の受信中間周波信号をその一
方または両方に所定の位相変調信号で位相変１週をかけ
たのち合成し、この合成信号に振幅変調波として現われ
る上記位相変調信号の基本波の有無およびその位相状態
を検出してこの検出結果から上記第１および第２の受信
中間周波信号の相対的な位相状態を判定し、この判定結
果に従って移相器の移相量を可変制御することにより上
記第１および第２の受信中間周波信号の相対位相を制御
する位相合成形スペースダイバーシティ受信装置におい
て、上記合成信号中に位相変調波の基本波が検出されて
いない期間を同相と見なして上記移相器の移相量を固定
する移相量固定手段に加えて、同相判定信号の遅延手段
を備え、この遅延手段により、上記移相量固定手段によ
る移相量の固定開始タイミングを、上記合成信号中に位
相変調信号の基本波が無くなったことが検出された時点
から一定時間遅延させるようにしたものである。

（作用） この結果、同相状態に入ったことを判定するための回路
にたとえ判定限界があったとしても、この同相判定回路
から出力される判定信号は遅延手段により遅延されたの
ち移相器の移相量を可変する回路に供給されることにな
る。このため、移相器の移相量は同相領域に入ったこと
が検出されてから一定時間が経過したのち固定されるこ
とになり、その間移相器の移相量は同相方向に向かって
さらに変化するため、第１および第２の受信中間周波信
号間の相対位相は同相状態により近い状態で固定される
ことになる。すなわち、これによって同相領域を狭くす
ることが可能となる。

（実施例） 第１図は、本発明の一実施例における位相合成形スペー
スダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロッ
ク図である。

主受信系により得られた主受信中間周波信号ＩＭおよび
副受信系により得られた副受信中間周波信号Ｉｓは、そ
れぞれ増幅部１ａ、ｌｂおよび自動利得制御部（ＡＧＣ
）２ａ、２ｂからなる中間周波自動利得制御増幅回路に
より増幅され、このうち副受信中間周波信号■Ｓは位相
変調器（ＰＨＭＯＤ）３で位相変調信号Ｃ３により位相
変調されたのち、同相電力合成器４で上記主受信中間周
波信号ＩＭと合成される。ここで、上記位相変調信号Ｃ
３は周波数がｆＰに設定されたもので、基準発振器７の
発振周波数を分周回路８で分周することにより出力され
る。尚、この分周回路８は上記位相変調信号Ｃ８の２倍
の周波数２ｆＰを有するクロック信号ＥＳも併せて出力
する。

ところで、上記同相電力合成器４から出力された合成信
号ＩＣは合成信号増幅回路５に導入される。この合成信
号増幅回路５は、増幅部５１および自動利得制御回路（
ＡＧＣ）５２からなる中間周波自動利得制御増幅回路と
、この増幅回路により増幅された合成信号ＩＧを検波し
てその振幅変調波ＡＳを出力する検波器５３と、レベル
判定用ノシュミット回路５４とから構成される。このう
ち自動利得制御回路５２は、時定数が前記位相変調信号
Ｃ８の基本波周波数ｆＰよりも十分に大きな値に設定し
である。またシュミット回路５４は、上記自動ＩＩ　ｉ
ｌ制御回路５２から出力される利得制御信号ＧＳのレベ
ルｔＩＩ定を行なうもので、上記利得制御信号ＧＳのレ
ベルがしきい値以下の場合に″Ｈ″レベルとなり、それ
以外の場合に″Ｌルベルとなる判定信号Ｈ５を出力する
。

一方、上記検波器５３から出力された振幅変調波ＡＳは
、遅れ進み判定回路６に導入される。この遅れ進み判定
回路６は、前記主受信中間周波信号ＩＭに対する副受信
中間周波信号Ｉｓの位相のずれ方向を検出するもので、
上記位相変調信号Ｃ５の周波数ｆＰ酸成分みを選択的に
通過するフィルタ６１と、このフィルタ６１を通過した
周波数ｆＰの振幅変調波の論理レベルをＴＴＬレベルに
変換するコンパレータ６２と、排他的論理和回路６３と
、Ｄ形フリップフロップ６４とから構成される。このう
ち排他的論理和回路６３は、コンパレータ６２で論理変
換された周波数ｆＰの振幅変調波ＢＳと、基準信号とし
ての前記位相変調信号（周波数ｆＰ）Ｃ５とを排他的論
理和処理するものである。Ｄ形フリップフロップ６４は
、上記排他的論理和回路６３の出力信号ＤＳを前記分周
回路８から出力される２ｆｐのクロック信号ＥＳに同期
してラッチするもので、このラッチ出力を遅れ進み判定
信号ＦＳとして位相制御回路１０へ出力する。

位相制御回路１０は、位相制御信号発生回路としてのア
ップダウンカウンタ１１と、このアップダウンカウンタ
１１に対しカウントクロックを供給するクロック発生部
１２とを備えている。アップダウンカウンタ１１は、上
記遅れ進み判定回路６のＤ形フリップフロップ６４から
出力される遅れ進み判定信号ＦＳのレベルに応じて、上
記クロック発生部１２から出力されるカウントクロック
のアップ動作およびダウン動作を行なうもので、その８
ビツトからなるカウント出力を無限移相器へ制御アドレ
スＪＳとして供給し、これにより副受信系の信号の移Ｉ
［１ｆｆｉを制御している。また位相制御回路１０は、
アップダウンカウンタ１１のカウント動作を制御するオ
アゲート１３とアンドゲート１４とを有している。オア
ゲート１３は、ワンショットマルチバイブレーク（以後
ワンショットマルチと略称する）９の出力レベルと、前
記シュミット回路５４からの判定信号Ｉｓのレベルとに
応じて、主受信中間周波信号Ｉ　Ｍと副受信中間周波信
号Ｉｓとが同相の場合には“Ｌ”レベルの信号を出力す
る。そして、この信号によりアンドゲート１４を閉成さ
せてアップダウンカウンタ１１に対するクロックの供給
を停止させ、これによりカウント動作を停止させるもの
である。

ところで、本実施例の受信装置は、前記ワンシシットマ
ルチ９のリトリガ期間を指定する時定数回路９ａの時定
数を、コンパレータ６２からの“Ｈ″レベル判定信号Ｂ
Ｓが位相変調波Ｃ８の基本波の１周期に相当する時間が
経過しても到来しない場合に、その時点からさらに一定
時間経過したのちに出力信号ＢＳ’のレベルをＬ“レベ
ルに変化させるように設定しである。また、Ｄ形フリッ
プフロップ６４とアップダウンカウンタ１１との間には
、遅延回路１５が介挿しである。

この遅延回路１５は、Ｄ形フリップフロップ６４から出
力される遅れ進み判定信号ＦＳを一定時間遅延してアッ
プダウンカウンタ１１に供給するものである。

次に、以上のように構成された装置の動作を説明する。

同相電力合成器４から出力された合成信号ＩＧは、合成
信号増幅回路５の中間周波自動利得制御増幅回路で増幅
されたのち検波器５３で検波され、これにより振幅変調
波ＡＳが抽出される。

そして、この振幅変調波ＡＳは遅れ進み判定回路６に導
かれ、この回路６のフィルタ６１で位相変調波Ｃ８の基
本波成分（周波数ｆｐ）が抽出されたのちコンパレータ
６２でＴＴＬレベルに論理レベルが変換され、しかるの
ち排他的論理和回路６３で分周回路８から出力される位
相変調信号（周波数ｆ、）Ｃ５と排他的論理和処理され
る。

そして、この排他的論理和回路６３から出力された排他
的論理和出力ＤＳは、分周回路８から出力されるクロッ
ク（周波数２ｆＰ）ＥＳに同期してＤ形フリップフロッ
プ６４でラッチされ、しかるのち遅延回路１５により一
定時間遅延されたのち遅れ進み判定信号ＦＳとして位相
制御回路１０に供給される。

したがって、いま例えば主受信中間周波信号ＩＭに対し
副受信中間周波信号Ｉｓの位相が遅れていたとすると、
コンパレータ６２から第２図に示す如く位相変調信号Ｃ
８と同一周波数ｆＰでかつ位相が同相でかつ位相変調信
号Ｃ８に対し通路長差による位相差がある振幅変調波信
号ＢＳが出力される。そして、この振幅変調波信号ＢＳ
と位相変調信号Ｃ８との排他的論理和出力ＤＳをクロッ
クＥＳに同期してラッチすると、Ｄ形フリップフロップ
６４から第２図に示すように位相が遅れていることを示
すＬ”レベルの判定信号ＦＳが出力される。この結果、
位相制御回路１０のアップタウンカウンタ１１はクロッ
ク発生部１２から発生されるクロックをアップカウント
し、そのカウント値は位相制御アドレスＪＳとして図示
しない無限移相器に供給される。したがって、副受信中
間周波信号Ｉｓの位相は無限移相器により進み方向に可
変制御され、これにより副受信中間周波信号Ｉｓと主受
信中間周波信号ＩＭの位相は同相領域に近付けられる。

これに対し、主受信中間周波信号ＩＭに比して副受信中
間周波信号ＩＳの位相が進んでいる場合には、遅れ進み
判定回路６のコンパレータ６２から第３図に示す如く位
相変調信号Ｃ５と周波数（ｆｐ　）が同じでかつ位相が
反転し、位相変調信号Ｃ８に対し通路長差により位相差
がある振幅変調波信号ＢＳが出力される。そして、この
振幅変調波信号ＢＳと位相変調信号Ｃ８との排他的論理
和出力ＤＳをクロックＥＳでラッチするとＤ形フリップ
フロップ６４からは第３図に示すように位相が進んでい
ることを示す“Ｈ″レベル判定信号ＦＳが出力される。

このため、位相＄制御回路１０のアップダウンカウンタ
１１はクロック発生部１２からのクロックをダウンカウ
ントし、そのカウント値を位相制御アドレスＪＳとして
無限移相器に供給する。したがって、副受信中間周波信
号Ｉｓの位相は遅れ方向に可変制御され、この結果主受
信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号Ｉｓの位相は
同相領域に近付けられる。

そうして主受信中間周波信号ＩＭと副受信中間周波信号
Ｉｓとが第５図に示す同相領域イに入ると、合成信号Ｉ
Ｇに含まれる振幅変調波周波数は２ｆＰが支配的になる
。このため、フィルタ６１の出力信号レベルは小さくな
り、このレベルが判定限界を越えると遅れ進み判定回路
６のコンパレータ６２の判定信号ＢＳは“Ｌ″レベルな
る。

そして、このコンパレータ６２の判定信号ＢＳが“Ｌ＃
レベルになると、ワンショットマルチ９の出力ＢＳ”が
ａＬルベルになり、このときシュミット回路５４の判定
出力Ｈ３は既に“Ｌ°レベルになっているため、ノアゲ
ート１３の出力は“Ｈ″レベルなってアンドゲート１４
はゲートオフになる。このためアップダウンカウンタ１
１へのタロツクの供給は断たれ、この結果アップダウン
カウンタ１１はカウント動作を停止する。したがって、
無限移相器への位相制御アドレスＪＳの値は固定され、
この結果主受信中間周波信号ＩＭとＮＵ受信中間開局信
号Ｉｓとの同相状態は保持される。尚、この同相領域に
おいてＤ形フリップフロップ６４からは、位相変調信号
Ｃ８の基本波成分（周波数ｆｐ）に同期して″Ｈルベル
と“Ｌルベルとを繰返す信号が出力される。

ところで、本実施例のに置では、上記のように同相領域
の制御動作に入る前に次のような遅延動作を行なう。す
なわち、コンパレータ６２の判定出力ＢＳが″Ｌ″レベ
ルになっても、ワンショットマルチ９の出力ＢＳ’　は
上記コンパレータ６２からの“Ｈ″レベル判定信号ＢＳ
が途絶えた時点で即時“Ｌ″レベルはならず、第６図に
示すようにさらに一定時間遅延が経過した後に″Ｌ″レ
ベルになる。このため、位相制御回路１０のノアゲート
１３の出力も上記遅延時間ＴＤが経過した後に″Ｈ゛レ
ベルになり、これによりアンドゲート１４によるクロッ
クの供給断も上記遅延時間ＴＤ経過後に行なわれること
になる。また、Ｄ形フリップフロップ６４から出力され
る遅れ進み判定信号ＦＳについても、遅延回路１５によ
り上記ワンショットマルチ９の遅延時間ＴＤと同等の時
間だけ遅延されたのちアップダウンカウンタ１１に供給
される。このため、アップダウンカウンタ１１はコンパ
レータ６２により同相領域に入ったことが検出された後
に即時計数動作を停止せず、さらに上記遅延時間ＴＤだ
けクロックの計数動作を継続して行なうことになる。し
たがって、無限移相器の移相量の可変制御も上記遅延時
間ＴＤだけさらに継続して行なわれることになり、この
結果主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓとの
相対位相は同相状態にさらに近付く。

すなわち、コンパレータ６２から“Ｌ″　レベルの判定
信号が出力された後に即時アップダウンカウンタ１１に
よる無限移相器の移相量の可変制御を停止すると、コン
パレータ６２の判定限界により主受信中間周波信号Ｍと
副受信中間周波信号Ｓとの相対位相が第５図のイに示す
同相領域に入った時点で移相量の可変制御が停止するこ
とになるが、本実施例の装置であれば上記遅延時間ＴＤ
だけさらに無限移相器の移相量の可変制御が継続される
ので、主受信中間周波信号Ｍと副受信中間周波信号Ｓと
の相対位相は第５図の口に示す同相領域に入った時点で
停止することになる。

このように本実施例であれば、コンパレータ６２により
同相状態に入ったことが検出されても、この時点で即時
同相状態の保持制御には移行せず、遅延時間ＴＤだけア
ップダウンカウンタ１１の動作を継続させるようにした
ので、無限移相器の移相量の可変制御をさらに継続して
行なうことができる。したがって、たとえコンパレータ
６２に判定限界があっても、主受信中間周波信号ＩＭと
副受信中間周波信号Ｉｓとの相対位相をより同相状態に
近付けることができ、この同相状態に近い状態で同相制
御を保持することができる。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、例
えば遅延手段の構成や遅延時間の値、その他遅れ進み判
定回路や同相と逆相とを判定する回路の構成等について
も、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施
できる。

［発明の効果〕 以上詳述したように本発明によれば、合成信号中に位相
変調波の基本波が検出されていない期間を同相と見なし
て上記移相器の移相量を固定する移相量固定手段に加え
て、同相判定信号の遅延手段を備え、この遅延手段によ
り、上記移相量固定手段による移相量の固定開始タイミ
ングを、上記合成信号中に位相変調信号の基本波が無く
なったことが検出された時点から一定時間遅延させるよ
うにしたことによって、同相判定回路に判定限界があっ
ても同相領域を狭くすることができ、これにより精度良
く同相状態に引込むことができる位相合成形スペースダ
イバーシティ受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における位相合成形スペース
ダイバーシティ受信装置の要部構成を示す回路ブロック
図、第２図乃至第６図は同装置の動作説明に使用するも
ので、第２図および第３図は遅れ進み判定回路の動作を
説明するためのタイミング図、第４図は逆相判定動作を
説明するための図、第５図は主受信中間周波信号と副受
信中間周波信号との相対移相の領域を示す模式図、第６
図は判定信号の信号波形の一例を示す図、第７図および
第８図はそれぞれ位相合成形スペースダイバーシティ受
信装置の基本動作を説明するための図である。 ３・・・位相変調器、４・・・同相電力合成器、５１．
。 合成信号増幅回路、５１・・・増幅器、５２・・・利得
制御回路、５３・・・検波器、５４・・・シュミット回
路、６・・・遅れ進み判定回路、６１・・・周波数ｆＰ
抽出用のフィルタ、６２・・・コンパレータ、６３・・
・排他的論理和回路、６４・・・Ｄ形フリップフロップ
、７・・・基準発振器、８・・・分周回路、９・・・ワ
ンショットマルチバイブレーク、９ａ・・・時定数回路
、１ｏ・・・位相制御回路、１１・・・アップダウンカ
ウンタ、１２・・・クロック発生部、１３・・・ノアゲ
ート、１４・・・アンドゲート、１５・・・遅延回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ロ」 田 ■ ■ 第４ 図 固相＠成 （ａ） ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１および第２の受信中間周波信号をその一方または両
   方に所定の位相変調信号で位相変調をかけたのち合成し
   、この合成信号に振幅変調波として現われる前記位相変
   調信号の基本波の有無およびその位相状態を検出してこ
   の検出結果から前記第１および第２の受信中間周波信号
   の相対的な位相状態を判定し、この判定結果に従って移
   相器の移相量を可変制御することにより前記第１および
   第２の受信中間周波信号の相対位相を制御する位相合成
   形スペースダイバーシティ受信装置において、前記合成
   信号中に位相変調波の基本波が検出されていない期間を
   同相と見なして前記移相器の移相量を固定する移相量固
   定手段と、この移相量固定手段による移相量の固定開始
   タイミングを前記合成信号中に位相変調信号の基本波が
   無くなったことが検出された時点から一定時間遅延させ
   る遅延手段とを具備したことを特徴とする位相合成形ス
   ペースダイバーシティ受信装置。