JPH0260463A - 電気抵抗の消費電力を制御する回路 - Google Patents
電気抵抗の消費電力を制御する回路Info
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- JPH0260463A JPH0260463A JP1149297A JP14929789A JPH0260463A JP H0260463 A JPH0260463 A JP H0260463A JP 1149297 A JP1149297 A JP 1149297A JP 14929789 A JP14929789 A JP 14929789A JP H0260463 A JPH0260463 A JP H0260463A
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
- G05D23/00—Control of temperature
- G05D23/19—Control of temperature characterised by the use of electric means
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電気抵抗の消費電力を制御する回路、特に、
ＲＭＳ（実効値） −ＤＣ：（直流）コンバータを必要
としないかかる回路に関する。
ＲＭＳ（実効値） −ＤＣ：（直流）コンバータを必要
としないかかる回路に関する。
抵抗を用いた電気加熱装置が種々の状況で用いられてい
る。゛電気抵抗式ヒーターの消費電力の制御はいつも重
要であるというわけではないが、用途によっては、電気
抵抗式ヒーターの消費電力をあるパーセント以−に変動
しないように制御することが絶対に必要な場合がある。
る。゛電気抵抗式ヒーターの消費電力の制御はいつも重
要であるというわけではないが、用途によっては、電気
抵抗式ヒーターの消費電力をあるパーセント以−に変動
しないように制御することが絶対に必要な場合がある。
電気抵抗式ヒーターの消費電力の制御が重要である用途
の一例は、水浸入モニター装置における割すサーモウエ
ル（ｓｐｌｉｔ ｔｈｅｒｍｏｗｅｌｌ）である。
の一例は、水浸入モニター装置における割すサーモウエ
ル（ｓｐｌｉｔ ｔｈｅｒｍｏｗｅｌｌ）である。
水浸入モニター装置は蒸気タービンの蒸気ライン内にお
ける水の存否をチェンクするために発電所で用いられる
。水浸入モニター装置は通常、蒸気ラインに配置された
複数の割りサーモウェルを有する。
ける水の存否をチェンクするために発電所で用いられる
。水浸入モニター装置は通常、蒸気ラインに配置された
複数の割りサーモウェルを有する。
第１図は、水浸入モニター装置に用いられる割すサーモ
ウエル２０の一例を示す概略的な横断面図である。第１
図を参照して、割りサーモウェル２０は蒸気ラインある
いは蒸気管２２内に取付けられ蒸気管内に約２０３ｍｍ
（８インチ）貫入する。割りサーモウェル２０はＵ字形
部分２８を備えたケーシングを有する。ケーシング２４
内には電気抵抗式ヒーター２８と熱電対３０．３２が取
付けられている。電気抵抗式ヒーター２８は電源２９に
結合されて熱電対３０３２を加熱し、該熱電対はそれぞ
れ中央制御回路（図示せず）に感知信号Ｔ１、Ｔ２を供
給する。ケーシング３４のＵ字形部分２６の脚部の間に
水が存在しない限り、熱電対３０および３２の出力信号
である２つの温度信号Ｔ１とＴ２の差は比較的大きいは
ずである。（１０°乃至２００°Ｆのオーダー）。しか
しながら、温度信号ＴＩとＴ２の差がｌＯ°Ｆ以下に低
下すると、水は蒸気と比べて大きい熱伝導率を持つため
、Ｕ字形部分２６の脚部の間に水が存在することが指示
される。かかる温度差の低下を検知すると水浸入モニタ
ー装置は警報を発する。
ウエル２０の一例を示す概略的な横断面図である。第１
図を参照して、割りサーモウェル２０は蒸気ラインある
いは蒸気管２２内に取付けられ蒸気管内に約２０３ｍｍ
（８インチ）貫入する。割りサーモウェル２０はＵ字形
部分２８を備えたケーシングを有する。ケーシング２４
内には電気抵抗式ヒーター２８と熱電対３０．３２が取
付けられている。電気抵抗式ヒーター２８は電源２９に
結合されて熱電対３０３２を加熱し、該熱電対はそれぞ
れ中央制御回路（図示せず）に感知信号Ｔ１、Ｔ２を供
給する。ケーシング３４のＵ字形部分２６の脚部の間に
水が存在しない限り、熱電対３０および３２の出力信号
である２つの温度信号Ｔ１とＴ２の差は比較的大きいは
ずである。（１０°乃至２００°Ｆのオーダー）。しか
しながら、温度信号ＴＩとＴ２の差がｌＯ°Ｆ以下に低
下すると、水は蒸気と比べて大きい熱伝導率を持つため
、Ｕ字形部分２６の脚部の間に水が存在することが指示
される。かかる温度差の低下を検知すると水浸入モニタ
ー装置は警報を発する。
割りサーモウェル２０を適正に動作させるためには、電
気抵抗式ヒーター２８の電力を制御する必要がある。電
気抵抗式ヒーター２８の消費電力は以下の式で与えられ
る。
気抵抗式ヒーター２８の電力を制御する必要がある。電
気抵抗式ヒーター２８の消費電力は以下の式で与えられ
る。
Ｐ＝Ｉｒｍｓ ｘ Ｒｈ （１）−
Ｌ式において、Ｉ ｒｍｓはヒーター２８を流れる電流
の実効値、Ｒｈはヒーター２８の抵抗値である。普通、
電気抵抗式ヒーター２８に供給される供給電圧は変動す
る。電気抵抗式ヒーター２８の抵抗値は変化しないため
、供給電圧が変動すると電気抵抗式ヒーター２８を流れ
る電流（Ｉｒｍｓ）が変化し、そのためヒーター２８の
消費電力（Ｐ）も変動する。従って、電気抵抗式ヒータ
ー２８の実効値電流を制御しなければ電力は変動する。
Ｌ式において、Ｉ ｒｍｓはヒーター２８を流れる電流
の実効値、Ｒｈはヒーター２８の抵抗値である。普通、
電気抵抗式ヒーター２８に供給される供給電圧は変動す
る。電気抵抗式ヒーター２８の抵抗値は変化しないため
、供給電圧が変動すると電気抵抗式ヒーター２８を流れ
る電流（Ｉｒｍｓ）が変化し、そのためヒーター２８の
消費電力（Ｐ）も変動する。従って、電気抵抗式ヒータ
ー２８の実効値電流を制御しなければ電力は変動する。
割りサーモウェル２０の電気抵抗式ヒーター２８の消費
電力は、システム内におけるその位置に基ずき５乃至６
５ワツトの間で制御可能である。ヒーターを流れる実効
値電流は通常消費電力が一定になるように制御される。
電力は、システム内におけるその位置に基ずき５乃至６
５ワツトの間で制御可能である。ヒーターを流れる実効
値電流は通常消費電力が一定になるように制御される。
パルス電流波形（例えば第２図を参照）のビターの実効
値電流は以下の式で与えられる。
値電流は以下の式で与えられる。
Ｔ
従って、実効値電流を一定に保つには、ピーク゛ｉｆｆ
、 ｍの変動に応してデユーティ−サイクル（ｔｏｎ／
Ｔ）を調整する必要がある。
、 ｍの変動に応してデユーティ−サイクル（ｔｏｎ／
Ｔ）を調整する必要がある。
第２図は、ヒーター２８を流れる電流の波形のデューテ
ィーザイクルを説明する波形図である。
ィーザイクルを説明する波形図である。
従って、ヒーターの実効値型１ｋ（Ｔｒｍｓ）はピーク
が±ＩＯＸも変化することがあるライン電圧に応じて変
化するため調整を行なう必要がある。ヒーター２８の抵
抗値が同一であると仮定すると、電力を一足値に保つた
めには、ヒーターの抵抗２８を流れる電流のＯＮ時間を
制御しなければならない。例えば、電流が犬きくなれば
なるほど、ＯＦＦ時間の増加が必要となる。従来技術で
は、パルス幅変調あるいは位相制御を利用するスイッチ
ング型レギュレーターが第１図のパルス電流波形を発生
するためヒーターの電流制御に普通用いられている。
が±ＩＯＸも変化することがあるライン電圧に応じて変
化するため調整を行なう必要がある。ヒーター２８の抵
抗値が同一であると仮定すると、電力を一足値に保つた
めには、ヒーターの抵抗２８を流れる電流のＯＮ時間を
制御しなければならない。例えば、電流が犬きくなれば
なるほど、ＯＦＦ時間の増加が必要となる。従来技術で
は、パルス幅変調あるいは位相制御を利用するスイッチ
ング型レギュレーターが第１図のパルス電流波形を発生
するためヒーターの電流制御に普通用いられている。
−４−述したように、消費電力を制御をすることが望ま
しい電気抵抗式ヒーターを用いる回路には種々のものが
ある。従来技術において電気抵抗式ヒーターの消費電力
制御に用いられている回路の例を第３図のブロック図で
示した。第３図において、電気抵抗式ヒーター３４は抵
抗Ｒｈを有し、供給電圧Ｖｂｕｓに結合されている。抵
抗Ｒｈは一定値を維持する傾向があるが、供給電圧Ｖｂ
ｕｓは普通変化する。感知抵抗３Ｇは抵抗Ｒｓを有し、
ヒーターの抵抗３４を流れる電流の感知に用いられる。
しい電気抵抗式ヒーターを用いる回路には種々のものが
ある。従来技術において電気抵抗式ヒーターの消費電力
制御に用いられている回路の例を第３図のブロック図で
示した。第３図において、電気抵抗式ヒーター３４は抵
抗Ｒｈを有し、供給電圧Ｖｂｕｓに結合されている。抵
抗Ｒｈは一定値を維持する傾向があるが、供給電圧Ｖｂ
ｕｓは普通変化する。感知抵抗３Ｇは抵抗Ｒｓを有し、
ヒーターの抵抗３４を流れる電流の感知に用いられる。
自乗回路４０、平均化フィルター４２、平方根回路４０
よりなる実効値−直流コンバータ３８は、感知抵抗３６
にかかる電圧を自乗して、自乗電圧を平均し、その平均
値の平方根を取って、ヒーターの抵抗３４を流れる実効
値電流に比例する電圧信号を発生する。このフィードバ
ック電圧はその後減算器４６により実効値電流の基準値
に相当する電圧から差引かれて電流エラー信号が発生す
る。電流エラー信号は積分器４８により増幅される。該
積分器は精密制御に必要な高い定常状態ループ利得を有
する。増幅された電流エラー信号はパルス幅変調器５０
に加えられ、該変調器はＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトラ
ンジスター等のスイッチング装置５２を駆動するに必要
なデユーティ−サイクルを決定する。スイッチング装置
５２がＯＮであるとき、ヒーターの抵抗３４を電流が流
れる。ヒーターを流れる電流は供給電圧Ｖｂｕｓ、抵抗
Ｒｈ、 Ｒｓおよびスイッチング装置５２の抵抗により
決る。
よりなる実効値−直流コンバータ３８は、感知抵抗３６
にかかる電圧を自乗して、自乗電圧を平均し、その平均
値の平方根を取って、ヒーターの抵抗３４を流れる実効
値電流に比例する電圧信号を発生する。このフィードバ
ック電圧はその後減算器４６により実効値電流の基準値
に相当する電圧から差引かれて電流エラー信号が発生す
る。電流エラー信号は積分器４８により増幅される。該
積分器は精密制御に必要な高い定常状態ループ利得を有
する。増幅された電流エラー信号はパルス幅変調器５０
に加えられ、該変調器はＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトラ
ンジスター等のスイッチング装置５２を駆動するに必要
なデユーティ−サイクルを決定する。スイッチング装置
５２がＯＮであるとき、ヒーターの抵抗３４を電流が流
れる。ヒーターを流れる電流は供給電圧Ｖｂｕｓ、抵抗
Ｒｈ、 Ｒｓおよびスイッチング装置５２の抵抗により
決る。
供給電圧Ｖｂｕｓは制御されないため、交流供給電圧の
変化とともに±１０％変化する傾向がある。
変化とともに±１０％変化する傾向がある。
実効値−直流コンバータ３８は直流供給電圧のこの変動
があるため必要となる。実効値−直流コンバータ３８が
ないと、制御回路はヒーターの実効値電流でなくてヒー
ターの平均電流を制御するように作用する。その結果、
ヒーターの消費電力はもし平均電流が一定値に維持され
る場合供給直流バスの供給電圧の変動（即ち±１ｏｚ）
と同じパーセントだけ変動する。実効値−直流コンバー
タ３８を用いることによりライン電圧が±ｔｏｘ Ｌ、
ても実効値電流を±Ｉ％の範囲内に制御することが出来
る。実効値−直流コンバータはモノリシック集積回路と
して市販されているが、これらのコンバータのなかでレ
ーザトリミングを行なった精密型のものは非常に高価で
あり、低価格のものは外部のトリミングが必要であって
好ましくない。更に、多数の電気抵抗式ヒーターを用い
るシステムでは各ヒーターにつきかかる高価格の実効値
−直流コンバータを用いる必要がある。例えば、上述の
水侵入モニター装置では、５０個もの割りサーモウェル
２０が設けられることがあり、従ってモニター装置には
５０個の電気抵抗式ヒーター２０が必要となる。かくし
て、ヒーター２８の消費電力を制御するためには各ヒー
ターにつき高価な実効値−直流コンバータが必要となる
。電気抵抗式ヒーターの消費電力を正確に制御する低価
格の回路に対する要望が当該技術分野に存在する。
があるため必要となる。実効値−直流コンバータ３８が
ないと、制御回路はヒーターの実効値電流でなくてヒー
ターの平均電流を制御するように作用する。その結果、
ヒーターの消費電力はもし平均電流が一定値に維持され
る場合供給直流バスの供給電圧の変動（即ち±１ｏｚ）
と同じパーセントだけ変動する。実効値−直流コンバー
タ３８を用いることによりライン電圧が±ｔｏｘ Ｌ、
ても実効値電流を±Ｉ％の範囲内に制御することが出来
る。実効値−直流コンバータはモノリシック集積回路と
して市販されているが、これらのコンバータのなかでレ
ーザトリミングを行なった精密型のものは非常に高価で
あり、低価格のものは外部のトリミングが必要であって
好ましくない。更に、多数の電気抵抗式ヒーターを用い
るシステムでは各ヒーターにつきかかる高価格の実効値
−直流コンバータを用いる必要がある。例えば、上述の
水侵入モニター装置では、５０個もの割りサーモウェル
２０が設けられることがあり、従ってモニター装置には
５０個の電気抵抗式ヒーター２０が必要となる。かくし
て、ヒーター２８の消費電力を制御するためには各ヒー
ターにつき高価な実効値−直流コンバータが必要となる
。電気抵抗式ヒーターの消費電力を正確に制御する低価
格の回路に対する要望が当該技術分野に存在する。
本発明は、従来技術の欠点を克服する、電気抵抗の消費
゛電力を制御する回路に関わる。
゛電力を制御する回路に関わる。
本発明は特に、実効値−直流コンバータを用いない、電
気抵抗、特に電気抵抗式ヒーターの消費電力の制御回路
に関する。
気抵抗、特に電気抵抗式ヒーターの消費電力の制御回路
に関する。
本発明による′電気抵抗の消費電力を制御する回路は、
電気抵抗に結合されて該抵抗を流れる電流に相当するフ
ィードバック電流を発生する手段を含む。該回路はさら
に、供給電圧の変動に対応する補正電流を発生する手段
と、補正電流およびフィードバック電流を受信し、補正
電流およびフィードバンク電流により指示されるエラー
信号を増幅し、電気抵抗を流れる電流を制御して該抵抗
の消費電力を調整する手段を含む。好ましい実施例にお
いて、電気抵抗は電気抵抗式ヒーターであり、本発明の
回路はかかる電気抵抗式ヒーターの消費電力を一定に維
持するために使用される。
電気抵抗に結合されて該抵抗を流れる電流に相当するフ
ィードバック電流を発生する手段を含む。該回路はさら
に、供給電圧の変動に対応する補正電流を発生する手段
と、補正電流およびフィードバック電流を受信し、補正
電流およびフィードバンク電流により指示されるエラー
信号を増幅し、電気抵抗を流れる電流を制御して該抵抗
の消費電力を調整する手段を含む。好ましい実施例にお
いて、電気抵抗は電気抵抗式ヒーターであり、本発明の
回路はかかる電気抵抗式ヒーターの消費電力を一定に維
持するために使用される。
本発明の制御回路では、補正電流を発生する手段は供給
電圧の変動に対応する可変電流を発生する手段と、実効
値基準電流を発生する手段と、第２の基準電流を発生す
る手段とを含む。実効値基準電流、可変電流および第２
の基準電流が結合されて補正電流が発生し、この補正電
流がフィードバック電流と結合される。１つの実施例に
おいて、第２の基準電波を発生する手段はツーナーダイ
オードと抵抗よりなる。
電圧の変動に対応する可変電流を発生する手段と、実効
値基準電流を発生する手段と、第２の基準電流を発生す
る手段とを含む。実効値基準電流、可変電流および第２
の基準電流が結合されて補正電流が発生し、この補正電
流がフィードバック電流と結合される。１つの実施例に
おいて、第２の基準電波を発生する手段はツーナーダイ
オードと抵抗よりなる。
もう１つの実施例では、第２の基準電波を発生する手段
が、実効値基準電流を発生する手段を回路から省略出来
るような値を持つように選択されている。
が、実効値基準電流を発生する手段を回路から省略出来
るような値を持つように選択されている。
以下、添伺図面を参照して本発明を好ましい実施例につ
き詳細に説明する。
き詳細に説明する。
本発明は、第２図に示すようなパルス電流波形を用いる
場合、実効値電流を直流供給電圧の変動に対して一定値
に保つためにはヒーターの抵抗を流れる平均電流を以下
の式に従って変化させる必要があるという発明者による
発見に基ずく。
場合、実効値電流を直流供給電圧の変動に対して一定値
に保つためにはヒーターの抵抗を流れる平均電流を以下
の式に従って変化させる必要があるという発明者による
発見に基ずく。
Ｉａｖｇ（Ｖｎｏｍ） Ｖｎｏｍ
Ｉａｖｇ（Ｖｂｕｓ）＝
（３）Ｖｂｕｓ −１−式において、Ｉａｖｇ（Ｖｂｕｓ）は供給電圧Ｖ
ｂｕｓにおけるヒーターの平均電流、Ｉａｖｇ（Ｖｎｏ
ｍ）は公称バス電圧におけるヒーターの平均電流（即ち
、Ｔａｖｇ（Ｖｎｏｍ） ＝ Ｉｐｅａｋ ｘ ｔｏ
ｎ／Ｔ） 、 Ｖｎｏｍは公称バス電圧に等しい。かく
して、ｖｎＯＩｌｌは電圧の想定値あるいは公称値、Ｖ
ｂｕｓは公称値から±１ｏｚ変動することのある供給電
圧の実際の値に等しい。
（３）Ｖｂｕｓ −１−式において、Ｉａｖｇ（Ｖｂｕｓ）は供給電圧Ｖ
ｂｕｓにおけるヒーターの平均電流、Ｉａｖｇ（Ｖｎｏ
ｍ）は公称バス電圧におけるヒーターの平均電流（即ち
、Ｔａｖｇ（Ｖｎｏｍ） ＝ Ｉｐｅａｋ ｘ ｔｏ
ｎ／Ｔ） 、 Ｖｎｏｍは公称バス電圧に等しい。かく
して、ｖｎＯＩｌｌは電圧の想定値あるいは公称値、Ｖ
ｂｕｓは公称値から±１ｏｚ変動することのある供給電
圧の実際の値に等しい。
第４図は、±１０％変化する正規化供給電圧に対して実
効値電流を一定値に保つに必要な正規化平均電流をプロ
ットしたグラフである。第４図の破線Ａは、供給電圧の
変動に対して発生させる必要のある平均電流を示す。即
ち、破線Ａは電力消費を一定値に維持するに必要な平均
電流を示す。
効値電流を一定値に保つに必要な正規化平均電流をプロ
ットしたグラフである。第４図の破線Ａは、供給電圧の
変動に対して発生させる必要のある平均電流を示す。即
ち、破線Ａは電力消費を一定値に維持するに必要な平均
電流を示す。
第４図の実線Ｂは破線Ａの直線近似である。
第５図は、正規化バス電圧に対する電力エラーの百分比
を示すグラフである。線Ｃは平均電流が一定である場合
の電力エラーの百分比、曲線りはヒーターの抵抗を逸れ
る平均電流が第４図の直線近似Ｂに従って変動した場合
の電力エラーの百分比を示す。曲線りから明らかなよう
に、電力エラーは供給電圧がその変動範囲の最大および
最小の端にある時せいぜい一１ｚである。かくして、平
均電流の変動の直線近似（第４図の直線Ｂで示す）を用
いて平均電流を制御しヒーターの抵抗の消費電力を実質
的に制御することが可能なことが明らかである。実際、
電力エラーの百分比は従来型の高価な実効値−直流コン
バータで得られるものよりも低い値である。
を示すグラフである。線Ｃは平均電流が一定である場合
の電力エラーの百分比、曲線りはヒーターの抵抗を逸れ
る平均電流が第４図の直線近似Ｂに従って変動した場合
の電力エラーの百分比を示す。曲線りから明らかなよう
に、電力エラーは供給電圧がその変動範囲の最大および
最小の端にある時せいぜい一１ｚである。かくして、平
均電流の変動の直線近似（第４図の直線Ｂで示す）を用
いて平均電流を制御しヒーターの抵抗の消費電力を実質
的に制御することが可能なことが明らかである。実際、
電力エラーの百分比は従来型の高価な実効値−直流コン
バータで得られるものよりも低い値である。
第６図は、第４図の実線Ｂで示したバス電圧の変動に応
じた平均電流の直線的変化を実現する回路である。第６
図を参照して、本発明の第１の実施例ではヒーターの抵
抗３４を流れる実効値電流に比例する信号をフィードバ
ックする代りに、補正回路５５により供給電圧の変動に
基すいて補正電流を発生させる。補正回路５５は補正電
流を発生する手段であり、その抵抗５６は供給電圧Ｖｂ
ｕｓに結合されて供給電圧Ｖｂｕｓの変動と共に変化す
る可変電流Ｉ３を発生する。かくして、抵抗５６は可変
電流を発生する手段を形成する。抵抗値がＲ４である抵
抗５８が実効値基準電流■４を発生するために実効値基
準電圧（−Ｖｒｍｓ ｒｅｆ）に結合される。基準ツェ
ナーダイオード６０と抵抗値Ｒ２を有する抵抗６２が第
２の基準電流Ｉ２を発生する手段を形成する。抵抗３６
および抵抗値Ｒ１を有する抵抗５４がヒーターの抵抗３
４を流れる電流に相当するフィードバック電流■１を発
生する手段を形成する。
じた平均電流の直線的変化を実現する回路である。第６
図を参照して、本発明の第１の実施例ではヒーターの抵
抗３４を流れる実効値電流に比例する信号をフィードバ
ックする代りに、補正回路５５により供給電圧の変動に
基すいて補正電流を発生させる。補正回路５５は補正電
流を発生する手段であり、その抵抗５６は供給電圧Ｖｂ
ｕｓに結合されて供給電圧Ｖｂｕｓの変動と共に変化す
る可変電流Ｉ３を発生する。かくして、抵抗５６は可変
電流を発生する手段を形成する。抵抗値がＲ４である抵
抗５８が実効値基準電流■４を発生するために実効値基
準電圧（−Ｖｒｍｓ ｒｅｆ）に結合される。基準ツェ
ナーダイオード６０と抵抗値Ｒ２を有する抵抗６２が第
２の基準電流Ｉ２を発生する手段を形成する。抵抗３６
および抵抗値Ｒ１を有する抵抗５４がヒーターの抵抗３
４を流れる電流に相当するフィードバック電流■１を発
生する手段を形成する。
好ましい実施例において、ツェナーダイオード６０は精
密型の基準電圧発生用ツェナーダイオードであり、一定
な電流である第２の基準電流■２の発生に用いられる。
密型の基準電圧発生用ツェナーダイオードであり、一定
な電流である第２の基準電流■２の発生に用いられる。
抵抗６２の値Ｒ２は供給電圧Ｖｂｕｓがその公称値にあ
る時第２の基準電流Ｉ２が可変電流Ｉ３に等しいように
選択される。直流供給電圧（Ｖｂｕｓ）が公称値以下の
場合、可変電流■３は第２の基準電流Ｉ２により小さい
。その結果、ヒーターの平均電流１ａｖｇ （従って、
フィードバック電流ＩＩ）は制御ループが１１＋１３−
１２＝Ｉ４を定常状態に保つように作用するため増加す
る。直流供給電圧が公称値より大きい場合には、Ｉ３は
Ｉ２より大きく、ヒーターの平均電流Ｉａｖｇ（従って
、フィードバック電流ＴＩ）が減少する。実効値基準電
流Ｉ４はデユーティ−サイクルが閉ループ制御によって
ＴＩの平均値が１４に等しくなるまで調整されるため、
供給電圧がその公称レベルにある時デユーティ−サイク
ルを制御するように作用する。
る時第２の基準電流Ｉ２が可変電流Ｉ３に等しいように
選択される。直流供給電圧（Ｖｂｕｓ）が公称値以下の
場合、可変電流■３は第２の基準電流Ｉ２により小さい
。その結果、ヒーターの平均電流１ａｖｇ （従って、
フィードバック電流ＩＩ）は制御ループが１１＋１３−
１２＝Ｉ４を定常状態に保つように作用するため増加す
る。直流供給電圧が公称値より大きい場合には、Ｉ３は
Ｉ２より大きく、ヒーターの平均電流Ｉａｖｇ（従って
、フィードバック電流ＴＩ）が減少する。実効値基準電
流Ｉ４はデユーティ−サイクルが閉ループ制御によって
ＴＩの平均値が１４に等しくなるまで調整されるため、
供給電圧がその公称レベルにある時デユーティ−サイク
ルを制御するように作用する。
公称パス電圧におけるヒーター電流の実効値はピーク電
流Ｉｐｅａｋが公称バス電圧をＲ１＋ Ｒ８＋スイッチ
ング素子５２の抵抗により割った値に等しいことを表わ
す式（２）により与えられる。回路のパラメーターの値
は以下のように選択される。ツェナーダイオード６０の
正確な電圧が最初に選択される。次いで、Ｒ１、Ｒ２、
Ｒ３およびＲ４が以下の式を満足する値を持つように選
択される。
流Ｉｐｅａｋが公称バス電圧をＲ１＋ Ｒ８＋スイッチ
ング素子５２の抵抗により割った値に等しいことを表わ
す式（２）により与えられる。回路のパラメーターの値
は以下のように選択される。ツェナーダイオード６０の
正確な電圧が最初に選択される。次いで、Ｒ１、Ｒ２、
Ｒ３およびＲ４が以下の式を満足する値を持つように選
択される。
Ｒ３Ｖｚｅｎｅｒ
Ｒ２＝ （４
）Ｖｎｏｍ ＲＩ Ｖｎｏｍ Ｒ３＝ （５）
Ｖｓ Ｖｒｍｓ ｒｅｆ ＶｓＲ４Ｒ１ 上式において、Ｖｓは公称／ヘス電圧および所望のヒー
ター実効値電流における抵抗３６にかかる電圧の平均値
に等しい。
）Ｖｎｏｍ ＲＩ Ｖｎｏｍ Ｒ３＝ （５）
Ｖｓ Ｖｒｍｓ ｒｅｆ ＶｓＲ４Ｒ１ 上式において、Ｖｓは公称／ヘス電圧および所望のヒー
ター実効値電流における抵抗３６にかかる電圧の平均値
に等しい。
第７図の実施例に示すように、本発明の回路はＩ２およ
びＩ４が常に一定であるため単純化可能である。Ｒ２が
ツェナーダイオード６０の電圧をＩ２中Ｉ４で割った伯
に等しい値となるように選択される場合、抵抗５８を補
正回路から除いて第７図の変形補正回路５５゛ を得る
ことが出来る。これはツェナーダイオード６０の電圧を
唯一の基準電圧として用いるからである。
びＩ４が常に一定であるため単純化可能である。Ｒ２が
ツェナーダイオード６０の電圧をＩ２中Ｉ４で割った伯
に等しい値となるように選択される場合、抵抗５８を補
正回路から除いて第７図の変形補正回路５５゛ を得る
ことが出来る。これはツェナーダイオード６０の電圧を
唯一の基準電圧として用いるからである。
第６図を再び参照すると、可変電流■３は直流電流であ
るため、フィードバック電流ＩＩはパルス電流ではある
が、積分器４８を用いてパルス電流をフィルターし直流
レベルの出力を得る。フィード／へツク電流１１が供給
電圧の上昇により増加するとパルス幅変調器５０のパル
ス幅が減少するように制御される。フィードバック電流
Ｉｔが供給電圧の減少により小さくなると、パルス幅変
調器５０のパルス幅が増加するように制御される。積分
器４８とパルス幅変調器５０は共に補正電流およびフィ
ードバック電流を受信して補正電流とフィードバック電
流により指示されるエラー信号を増幅し、ヒーターの抵
抗３４を流れる電流を制御して、抵抗３４の消費電力を
制御する手段を構成する。好ましい実施例では、ヒータ
ーの抵抗３４を流れる電流を制御して抵抗３４の消費電
力を一定値に保つ。さらに、第６および７図の回路に示
されるように、本発明は電気抵抗式ヒーター３４により
形成されるヒーターと上式（３）を満足するようにヒー
ター３４の平均電流を制御する手段（即ち、ヒーター以
外の回路）とに向けられている。
るため、フィードバック電流ＩＩはパルス電流ではある
が、積分器４８を用いてパルス電流をフィルターし直流
レベルの出力を得る。フィード／へツク電流１１が供給
電圧の上昇により増加するとパルス幅変調器５０のパル
ス幅が減少するように制御される。フィードバック電流
Ｉｔが供給電圧の減少により小さくなると、パルス幅変
調器５０のパルス幅が増加するように制御される。積分
器４８とパルス幅変調器５０は共に補正電流およびフィ
ードバック電流を受信して補正電流とフィードバック電
流により指示されるエラー信号を増幅し、ヒーターの抵
抗３４を流れる電流を制御して、抵抗３４の消費電力を
制御する手段を構成する。好ましい実施例では、ヒータ
ーの抵抗３４を流れる電流を制御して抵抗３４の消費電
力を一定値に保つ。さらに、第６および７図の回路に示
されるように、本発明は電気抵抗式ヒーター３４により
形成されるヒーターと上式（３）を満足するようにヒー
ター３４の平均電流を制御する手段（即ち、ヒーター以
外の回路）とに向けられている。
本発明による電気抵抗の消費電力を制御する回路は、実
効値−直流コンへ−夕を用いない非常に簡単で低コスト
の回路により供給が±１０％変動しても消費電力を一１
ｚの範囲内で制御出来るという点で有利である。かくし
て、本発明の回路は複雑高価なかかる実効値−直流コン
バータ回路を必要とせずに、実効値−直流コンバータを
含む回路と木質的に同じように電力を制御出来る。本発
明による電気抵抗の消費電力を制御する回路は多数の態
様で実現可能である。例えば、精密型基準電圧がツェナ
ーダイオード８０により与えられると説明したが、他の
任意適当な基準電圧供給源を用いてもよい。供給電圧の
変動に対応する補正電流を発生する補正回路の特別な実
施例を第６図および７図につき説明したが、かかる補正
電流を発生出来る任意の他の回路を用いることが出来る
。さらに、本発明の好ましい実施例を電気抵抗式ヒータ
ーの制御に関連して説明したが、本発明は任意の型式の
電気抵抗の消費電力の制御に用いることが出来る。
効値−直流コンへ−夕を用いない非常に簡単で低コスト
の回路により供給が±１０％変動しても消費電力を一１
ｚの範囲内で制御出来るという点で有利である。かくし
て、本発明の回路は複雑高価なかかる実効値−直流コン
バータ回路を必要とせずに、実効値−直流コンバータを
含む回路と木質的に同じように電力を制御出来る。本発
明による電気抵抗の消費電力を制御する回路は多数の態
様で実現可能である。例えば、精密型基準電圧がツェナ
ーダイオード８０により与えられると説明したが、他の
任意適当な基準電圧供給源を用いてもよい。供給電圧の
変動に対応する補正電流を発生する補正回路の特別な実
施例を第６図および７図につき説明したが、かかる補正
電流を発生出来る任意の他の回路を用いることが出来る
。さらに、本発明の好ましい実施例を電気抵抗式ヒータ
ーの制御に関連して説明したが、本発明は任意の型式の
電気抵抗の消費電力の制御に用いることが出来る。
本発明の上述した多数の利点および特徴が本明細書の詳
細な説明から明らかであり、頭書した特許請求の範囲が
本発明の範囲内にある装置のかかる特徴および利点を全
て包含するものと意図されている。さらに、多くの変形
例および設計変更が当業者に想到されるであろうから、
本発明を図示および説明した特定の構成および動作に限
定すべきでなく、従って適当な変形例および等価例は全
て本発明の範囲内に入るものである。
細な説明から明らかであり、頭書した特許請求の範囲が
本発明の範囲内にある装置のかかる特徴および利点を全
て包含するものと意図されている。さらに、多くの変形
例および設計変更が当業者に想到されるであろうから、
本発明を図示および説明した特定の構成および動作に限
定すべきでなく、従って適当な変形例および等価例は全
て本発明の範囲内に入るものである。
第１図は、電気抵抗式ヒーターを有する割りザーモウェ
ルの概略的な横断面図である。 第２図は、電気抵抗式ヒーターを流れる電流の電流波形
のデユープイーサイクルを説明するための波形図である
。 第３図は、電気抵抗式ヒーターの消費電力を制御する従
来型制御回路のブロック図である。 第４図は、±１０％変動する正規化直流供給電圧に対し
て電気抵抗式ヒーターを流れる実効値電流を一定値に保
つに必要とされる正規化平均電流を示すグラフである。 第５図は、平均ｉｉ流が第４図の曲線の直線近似により
決まる場合における正規化供給電圧と電力エラーの百分
比の関係を示すグラフである。 第６図は、本発明の第１実施例に従って電気抵抗の消費
電力を制御する回路を示す。 第７図は、本発明の第２実施例に従って電気抵抗の消費
電力を制御する回路を示す。 ４日や・８積分器 ５０・・・パルス幅変調器 ５５．５５″・・・補正回路 出願人：ウェスチングハウスＯエレクトリック・コーポ
レーション 代理人：加藤 紘一部（ほか１名） １）ｂ叶っ１１１理 −１１−’：１：ｒ１％
ルの概略的な横断面図である。 第２図は、電気抵抗式ヒーターを流れる電流の電流波形
のデユープイーサイクルを説明するための波形図である
。 第３図は、電気抵抗式ヒーターの消費電力を制御する従
来型制御回路のブロック図である。 第４図は、±１０％変動する正規化直流供給電圧に対し
て電気抵抗式ヒーターを流れる実効値電流を一定値に保
つに必要とされる正規化平均電流を示すグラフである。 第５図は、平均ｉｉ流が第４図の曲線の直線近似により
決まる場合における正規化供給電圧と電力エラーの百分
比の関係を示すグラフである。 第６図は、本発明の第１実施例に従って電気抵抗の消費
電力を制御する回路を示す。 第７図は、本発明の第２実施例に従って電気抵抗の消費
電力を制御する回路を示す。 ４日や・８積分器 ５０・・・パルス幅変調器 ５５．５５″・・・補正回路 出願人：ウェスチングハウスＯエレクトリック・コーポ
レーション 代理人：加藤 紘一部（ほか１名） １）ｂ叶っ１１１理 −１１−’：１：ｒ１％
Claims (10)
- （１）電源に結合された電気抵抗の消費電力を制御する
回路であって、電気抵抗に結合されて電気抵抗を流れる
電流に応じてフィードバック電流信号を発生する第１の
手段と、電源の供給電圧の変動に相当する補正電流信号
を発生する第２の手段と、補正電流信号およびフィード
バック電流信号を受信し、補正電流信号およびフィード
バック電流信号により指示されるエラー信号を増幅して
補正信号を発生する第３の手段と、補正信号に応答して
電気抵抗を流れる電流を制御し電気抵抗の消費電力を制
御する手段とよりなることを特徴とする制御回路。 - （２）第２の手段は供給電圧の変動に応じて変化する可
変電流を与える手段と、基準電流を与える手段とよりな
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の制御
回路。 - （３）基準電流を与える手段はツェナーダイオードと、
ツェナーダイオードおよびノードに結合された第１の抵
抗とよりなることを特徴とする特許請求の範囲第２項に
記載の制御回路。 - （４）可変電流を与える手段は電源の供給電圧および前
記ノードに結合された第２の抵抗よりなることを特徴と
する特許請求の範囲第３項に記載の制御回路。 - （５）実効値基準電圧に結合され、基準電圧を与える手
段が実効値基準電圧と前記ノードに結合された第３の抵
抗よりなることを特徴とする特許請求の範囲第４項に記
載の制御回路。 - （６）第１の手段は前記ノードと電気抵抗に結合された
第４の抵抗よりなることを特徴とする特許請求の範囲第
５項に記載の制御回路。 - （７）第３の手段は前記ノードに結合された積分器と、
積分器に結合されたパルス幅変調器と、パルス幅変調器
および電気抵抗に結合されて電気抵抗を流れる電流を制
御するスイッチング素子とよりなることを特徴とする特
許請求の範囲第６項に記載の制御回路。 - （８）第１の手段は前記ノードおよび電気抵抗に結合さ
れた第３の抵抗よりなることを特徴とする特許請求の範
囲第４項に記載の制御回路。 - （９）第３の手段は前記ノードに結合された積分器と、
積分器に結合されたパルス幅変調器と、パルス幅変調器
および電気抵抗に結合されて電気抵抗を流れる電流を制
御するスイッチング素子とよりなることを特徴とする特
許請求の範囲第８項に記載の制御回路。 - （１０）第３の手段は次式 Ｉａｖｇ（Ｖｂｕｓ）＝Ｉａｖｇ（Ｖｎｏｍ）・Ｖｎｏ
ｍ／Ｖｂｕｓ （３）（上式において、Ｉａｖｇ（Ｖｂ
ｕｓ）は可変供給電圧において電気抵抗を流れる平均電
流、Ｉａｖｇ（Ｖｎｏｍ）は可変供給電圧が公称値にあ
る時電気抵抗を流れる平均電流、Ｖｎｏｍは供給電流の
公称値に等しく、Ｖｂｕｓは可変供給電圧の値に等しい
） を満足するように電気抵抗を流れる平均電流を制御する
手段よりなることを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載の制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US205,694 | 1988-06-13 | ||
| US07/205,694 US4894520A (en) | 1988-06-13 | 1988-06-13 | Circuit for controlling power dissipated by an electrical resistance |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0260463A true JPH0260463A (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=22763260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1149297A Pending JPH0260463A (ja) | 1988-06-13 | 1989-06-12 | 電気抵抗の消費電力を制御する回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4894520A (ja) |
| JP (1) | JPH0260463A (ja) |
| CA (1) | CA1310052C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH04120118U (ja) * | 1991-04-03 | 1992-10-27 | スタンレー電気株式会社 | スイツチングレギユレータ |
| US5625222A (en) * | 1993-11-18 | 1997-04-29 | Fujitsu Limited | Semiconductor device in a resin package housed in a frame having high thermal conductivity |
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| JP3332407B2 (ja) * | 1992-02-28 | 2002-10-07 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
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- 1989-05-31 CA CA000601250A patent/CA1310052C/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1310052C (en) | 1992-11-10 |
| US4894520A (en) | 1990-01-16 |
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