JPH0255481A - 高品位テレビジョン受像機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は高品位テレビジョン受像機に係り、特に正確な
再サンプリング・クロック信号が得られる高品位テレビ
ジョン受像機に関するものである。

（従来の技術） 高品位テレビジョン信号を帯域圧縮して衛星放送で伝送
可能にするＭＵＳＥ方式が提案され、実験放送が行われ
ている。

ＭＵＳＥはｍｕｌｔｉｐｌｅ　５ｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ
　ｓａｍｐｌｉｎｇ　ｅｎｃｏｄｉｎｇの略であり、Ｎ
ＨＫ　（日本放送協会）が開発した方式である。

ＭＵＳＥ方式については、各種文献に記載されているの
で（例えば、日経マグロウヒル礼刊の１日経エレクトロ
ニクスＪ１９８７年１１月２日号のｐ１８９〜ｐ２１２
　［衛星を使うハイビジョン放送の伝送方式ＭＵＳＥＪ
等）、ここでは詳細な説明は省略する。

ＭＵＳＥ方式の輝度信号（Ｙ信号）は、送信側では、２
０〜２２ＭＨ，の帯域を有する高品位テレビ信号（輝度
信号）の原信号を４８．６ＭＨ２のサンプリング周波数
でＡＤ変換し、さらにフィールド間、フレーム間オフセ
ット・サンプリングでサンプリング周波数を１６．２Ｍ
Ｈ２にしてデータ圧縮し、ＤΔ変換してアナログ信号に
戻して伝送している。

この信号は、８．１ＭＨｚ以上の高域成分が８．１ＭＨ
２帯域内に折返し、ベースバンド帯域幅を８．１ＭＨ２
に圧縮処理しているものである。

この帯域圧縮されたＭＵＳＥ信号を受信、復調するのが
、ＭＵＳＥデコーダ（受信機）を含む高品位テレビジョ
ン受像機である。

第６図は従来の高品位テレビジョン受像機を示すブロッ
ク図である。

第６図において、ＭＵＳＥ信号が、入力端子１へ入来す
る。このＭＵＳＥ信号は、ＡＤ変換器２へ供給され、１
６．２ＭＨｚのクロック信号で、再サンプリングされて
デジタル信号となる。

前記ＡＤ変換器２の出ツノ信号は、映像・音声処理回路
３へ供給され、映像及び音声を復調、処理されると共に
、］ン１〜ロール信号検出回路４へ供給され、コントロ
ール信号、フレーム信号が取り出され利用されている。

さらに、前記ＡＤ変換器２の出力信号は、ＨＤ信号抜き
取り回路５へ供給され、ＨＤ（水平同期）信号が抜き取
られている。

１−Ｉ　Ｄ信号板ぎ取り回路５の出力信号（ＨＤ信号）
は、位相比較回路６へ供給されている。

一方、電圧制御発振器７は、１６．２ＭＨ，の周波数で
発振しており、その発振出力をタイミングパルス発生回
路８へ供給している。

前記タイミングパルス発生回路８は、前記発振出力信号
から１６．２ＭＨ２の再サンプリング・クロック信号を
形成して前記ＡＤ変換器２へ供給すると共に、１６．２
ＭＨｚを１／４８０に分周して３３．７５　ｋＨｚの信
号を得て、内部発振信号やＨＤ信号ゲートパルスとして
、それぞれ前記位相比較回路６及びＨＤ信号抜き取り回
路５へ供給している。

前記位相比較回路６は、１−ＩＤ信号抜き取り回路５か
ら供給される３３．７５　ｋＨｚのＨＤ信号と、タイミ
ングパルス発生回路８から供給される３３．７５　ｋＨ
２の内部発振信号とを位相比較して、その誤差電圧によ
り前記電圧制御発振器７を制御することにより、周知の
ＰＬＬループを形成し、結果的に、内部発振信号は、Ｈ
Ｄ信号と位相同期状態となる。

よって、前記ＡＤ変換器２へ供給される１６．２ＭＨ，
の再サンプリング・クロック信号も、送信側から送られ
てきたＨＤ信号と同期が取れたことになり、ＡＤ変換器
２において、正規のタイミングで再サンプリングが行な
われる。

（発明が解決しようとする課題） ＭＵＳＥ信号はサンプル値伝送となっており、受像機側
では正確なタイミングで、再サンプリングを行なって伝
送信号を取り込まねばならず、再サンプリングのタイミ
ングがずれると、再生画像にリンギングが発生し、高品
位な画像は得られない。

しかし、従来の高品位テレビジョン受像機では、１６．
２ＭＨｚの発振周波数に対してＨＤ信号の水平走査周波
数は１／４８０であり、１水平走査周期毎の位相比較で
はＰＬＬのループ利得を大きくすることが出来なかった
。

現在の標準的なループ利得では、１６．２ＭＨｚに対し
て１０ｐｐｍ（１０万分の１）の誤差（即ち、１６２Ｈ
，）が生じた場合には、約３０°の位相誤差が発生して
しまう。

このため、前記電圧制御発振器に使用する水晶発振素子
としては、非常に高精度で、しかも温度特性の良い物が
必要となり、入手が困難であり、コストも非常に高くな
ってしまうという問題点があった。

本発明は以上の点に着目してなされたもので、ＭＵＳＥ
信号の垂直帰線期間に挿入されている■ＩＴ信号を利用
して、電圧制御発振器の位相を補正制御できるので、水
晶発振素子に非常に高精度の物を必要とせず、常にリン
ギングの無い高品位な画像を再生できる高品位テレビジ
ョン受＠機を提供することを目的とするものである。

（課題を解決するだめの手段） 以上の目的を達成するためのに、（１）高品位テレビジ
ョン信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ信号を受信。

復調する高品位テレビジョン受像機において、前記ＭＵ
ＳＥ信号をり［Ｉツク信号ににり再サンプリングするＡ
Ｄ変換器と、前記ＡＤ変換器の出力信号から抜き取った
ＨＤ信号ど内部発振信号を位相比較する位相比較回路と
、前記ＡＤ変換器の出力信号中のＶＩＴ信号における所
定の２標本点間のレベル差を検出するレベル差検出回路
と、前記位相比較回路の出力信号と前記レベル差検出回
路の出力信号を加算した信号ににり制御され、前記内部
発振信号等を出力する電圧制御発振器とを有して構成し
たことを特徴とする高品位テレビジョン受像機を提供し
、 ■高品位テレビジョン信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ信号
を受信、復調する高品位テレビジョン受像機において、
前記ＭＵＳＥ信号をクロック信号により再サンプリング
するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器の出力信号から抜ぎ
取った（−ＩＤ信号と内部発振信号を位相比較する位相
比較回路と、前記ＡＤ変換器の出力信号中のＶＩＴ信号
における所定の２標本点間のレベル差を検出するレベル
差検出回路と、前記位相比較回路が位相同期している時
の出力信号の中心値電圧を発生する中心値発生回路と、
前記位相比較回路が位相同期している時には前記レベル
差検出回路の出力信号を、位相同期していない時には前
記中心値発生回路の出力信号を切り換えて出力する切り
換え回路と、前記位相比較回路の出力信号と前記切り換
え回路の出力信号を加算し１＝信号により制御され、前
記内部発振信号等を出力する電圧制御発振器とを有して
構成したことを特徴どする高品位テレビジョン受像機を
提供するものである。

（実施例） 第１図は本発明の高品位テレビジョン受像機の第１の実
施例を示すブロック図である。第６図と同一部分は同一
符号を付して示す。

第６図に示す従来例との相違は、レベル差検出回路９．
平均化処理回路１０．加算器１１を設けた点であり、以
下、第６図と同一部分の説明は省略し、相違する部分の
構成及び動作を説明する。

第１図において、ＭＵＳＥ信号が、入力端子１へ入来す
る。このＭＵＳＥ信号は、ＡＤ変換器２へ供給され、１
６．２ＭＨｚのクロック信号で、再サンプリングされて
デジタル信号となる。

前記ＡＤ変換器２の出力信号は、映像・音声処理回路３
．コントロール信号検出回路４．ＨＤ信号抜き取り回路
５へ供給されると共に、レベル差検出回路９へ供給され
ている。

以下、レベル差検出回路９の動作を説明する。

ＭＵＳＥ信号の垂直帰線期間には、Ｖ　Ｉ　Ｔ　（Ｖｅ
ｒｔｉｃａｌ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ　Ｔｅ５ｔ）信号が挿
入されている。

第２図〜第４図はＶＩＴ信号の波形を示す図である。

ＶＩＴ信号は、ＭＵＳＥデコーダを含む高品位テレビジ
ョン受像機において、伝送路の歪を検出するために送信
側より送られる基準信号であり、第２図に示す様に、３
２．４ＭＨ，の単一パルスを水平同期用の１１Ｄ信号、
垂直同期用のフレームパルスと共に、垂直帰線期間に挿
入されており、垂直帰線期間の第１番目のラインでは、
第２図（Ａ）に示す様に負極性パルス、第２番目のライ
ンでは、第２図（Ｂ）に示す様に正極性パルスである。

ＭＵＳＥ信号の伝送は、１６．２ＭＨ，のクロック信号
によりサンプリングされているので、３２．４ＭＨｚの
単一パルスはそのままでは伝送することが出来ない。

そこで、第３図（Ａ）、（Ｂ）に示す様に、フレーム毎
にパルスの位置を３２．４ＭＨ２の１クロック分（１６
，２ＭＨ２の半周期弁）ずらせている。第３図（Ａ）の
波形と第３図（、Ｂ）の波形の合成により、３２．４Ｍ
Ｈｚの単一パルスが伝送される。

本発明は、この第３図（Ｂ）に示す波形に着目したもの
であり、１ラインのＨＤ信号を起点として、正確に定め
られた第ｎ標本点及び第ｎ＋１標本点に伝送されている
レベルＡ、Ｂの差を検出し、この差電圧により電圧制御
発振器の水晶発振素子を制御して、受信ＭＵＳＥ信号の
再サンプリングのタイミングを正確に復元しようとする
ものである。

３２．４Ｍ’Ｈ，の単一パルスは、アナログ波形で連続
的に伝送され、ＡＤ変換器２で再サンプリングされる。

この再サンプリングのタイミングが、伝送側のサンプリ
ング位置と一致している場合は、第４図に示す■の再サ
ンプリング位置である。

この場合には、正確に定められた第ｎ標本点及び第ｎ＋
１標本点でのレベルは、それぞれＡ＋。

Ｂ１であり、第４図に示す様に等しくなる。

よって、Ａ　＋　−８１＝０どなり、レベル差検出回路
９の出力電圧は零となる。

次に、電圧制御発振器７の自走発振周波数が低い場合に
は、同期時の位相が遅れ、第４図に示す■の再サンプリ
ング位置となる。

この場合には、正確に定められた第ｎ標本点及び第ｎ＋
１標本点でのレベルは、それぞれＡ２゜８２であり、第
４図に示す様にＡ２−８２−４１となり、レベル差検出
回路９の出力電圧は正となる。

さらに、電圧制御発振器７の自走発振周波数が高い場合
には、同期時の位相が進み、第４図に示す■の再サンプ
リング位置となる。

この場合には、正確に定められた第ｎ標本点及び第ｎ＋
１標本点でのレベルは、それぞれＡ３゜Ｂ３であり、第
４図に示す様にＡ３−８３−−１となり、レベル差検出
回路９の出力電圧は負となる。

上記説明の如く、レベル差検出回路９の出力信号は、Ａ
Ｄ変換器２における再サンプリングのタイミングが、第
４図に示す■の正しい位置であれば零、遅れ位相■では
正、進み位相■では負の出力電圧が得られる。

前記レベル差検出回路９の出力電圧は、平均化処理回路
１０へ供給される。

平均化処理回路１０は、耐ノイズ性を高めるための回路
であり、例えば、複数回のレベル差出力電圧の和をとり
、その回数で割る等の方法により、平均化処理を行って
いる。

前記平均化処理回路１０の出力信号は、第６図で説明し
た位相比較回路６の誤差電圧（出力信号）と共に、加算
器１１へ供給され、加算される。

前記加算器１１の出力信号は、電圧制御発振器７へ供給
され、発振出力信号（内部発振信号）の位相を制御する
ことにより、位相比較回路６．加算器１１．電圧制御発
振器７．タイミングパルス発生回路８で周知のＰＬＬル
ープを形成し、結果的に、内部発振信号はｌ−Ｉ　Ｄ信
号と位相同期状態となる。

上記説明の如く、レベル差検出回路９の出力信号を平均
化処理して、加算器１１で位相比較回路６の誤差電圧（
出力信号）と加算して電圧制御発振器７を補正制御して
いるので、電圧制御発振器に使用する水晶発振素子とし
て、非常に高精度で、温度特性の良い物を必要とせず、
正確な位相の再サンプリング用クロック信号を△Ｄ変換
器２へ供給することができ、常にリンギングの無い高品
位な画像を再生できる。

第５図は本発明の高品位テレビジョン受像機の第２の実
施例を示すブロック図である。第１図。

第６図と同一部分は同一符号を付して示し、その説明を
省略する。

第５図において、第１図に示す本発明の第１の実施例と
の相違は、中心値発生回路１２．切り換え回路１３を設
けた点である。

中心値発生回路１２は、前記位相比較回路６が位相同期
している時の誤差電圧（出力信号）の中心値電圧を発生
する回路である。

切り換え回路１３は、端子１３ａに供給される平均化処
理回路１０の出力信号と、端子１３ｂに供給される中心
値発生回路１２の出力信号を、タイミングパルス発生回
路８より供給される同期状態判別信号に基ずいて切り換
えて、加算器１１へ出力している。

通常状態、即ち、第１図で説明したＰＬＬルプが形成さ
れて、位相比較回路６が位相同期している場合には、切
り換え回路１３の端子１３Ｇには、平均化処理回路１０
の出力信号が切り換え。

出力され、前記第１図で説明した本発明の第１の実施例
と同様の動作をする。

一方、前記ＰＬＬループが位相同期していない場合には
、前記位相比較回路６の出力信号は異常値となり、この
出力信号で電圧制御発振器７を制御すればＰＩＬループ
が、益々位相同期状態からはずれてしまうという問題点
があった。

第５図に示す本発明の第２の実施例においては、位相同
期していない時には、タイミングパルス発生回路８より
供給される同期状態判別信号に基ずいて、中心値発生回
路１２の出力信号が加算器１１へ切り換え、出力され、
これは位相比較回路６が位相同期している時の出力信号
の中心値電圧であるため、正しい方向へと電圧制御発振
器７を補正制御でき、再び前記位相ループが同期状態を
復元できることになる。

第５図に示す本発明の第２の実施例の場合も第１図と同
様に、レベル差検出回路９の出力信号を平均化処理して
、加算器１１で位相比較回路６の誤差電圧（出力信号）
と加算して電圧制御発振器７を補正制御しているので、
電圧制御発振器に使用する水晶発振素子として、非常に
高精度で、温度特性の良い物を必要とせず、正確な位相
の再サンプリング用クロック信号をＡＤ変換器２へ供給
することができ、常にリンギングの無い高品位な画像を
再生できる。

（発明の効果） 本発明の高品位テレビジョン受像機は以上のような構成
からなるものであり、ＭＵＳＥ信号の垂直帰線期間に挿
入されているＶＩＴ信号を利用して、電圧制御発振器の
位相を補正制御できるので、水晶発振素子に非常に高精
度の物を必要とせず、コスト的にも右利であり、常にリ
ンギングの無い高品位な画像を再生できる等実用上優れ
た効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高品位テレビジョン受像機の第１の実
施例を示すブロック図、第２図〜第４図はＶＩＴ信号の
波形を示す図、第５図は本発明の高品位テレビジョン受
像機の第２の実施例を示すブロック図、第６図は従来の
高品位テレビジョン受像機を示すブロック図である。 １・・・入力端子、２・・・△Ｄ変換器、３・・・映像
・音声処理回路、４・・・コントロール信号検出回路、
５・・・ＨＤ信号扱き取り回路、６・・・位相比較回路
、７・・・電圧制御発振器、８・・・タイミングパルス
発生回路、９・・・レベル差検出回路、１０・・・平均
化処理回路、１１・・・加算器、１２・・・中心値発生
回路、１３・・・切り換え回路、１３ａ〜１３ｃ・・・
端子、■〜■・・・再サンプリング位置、Ａ、Ａ＋〜Ａ
３．Ｂ。 ８１〜Ｂ３・・・レベル、ｌ・・・レベル差。 特許出願人　日本ビクター株式会社 代表者　垣木　邦夫

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）高品位テレビジョン信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ
   信号を受信、復調する高品位テレビジョン受像機におい
   て、前記ＭＵＳＥ信号をクロツク信号により再サンプリ
   ングするＡＤ変換器と、 前記ＡＤ変換器の出力信号から抜き取つたＨＤ信号と内
   部発振信号を位相比較する位相比較回路と、 前記ＡＤ変換器の出力信号中のＶＩＴ信号における所定
   の２標本点間のレベル差を検出するレベル差検出回路と
   、 前記位相比較回路の出力信号と前記レベル差検出回路の
   出力信号を加算した信号により制御され、前記内部発振
   信号等を出力する電圧制御発振器とを有して構成したこ
   とを特徴とする高品位テレビジョン受像機。
2. （２）高品位テレビジョン信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ
   信号を受信、復調する高品位テレビジョン受像機におい
   て、前記ＭＵＳＥ信号をクロック信号により再サンプリ
   ングするＡＤ変換器と、 前記ＡＤ変換器の出力信号から抜き取ったＨＤ信号と内
   部発振信号を位相比較する位相比較回路と、 前記ＡＤ変換器の出力信号中のＶＩＴ信号における所定
   の２標本点間のレベル差を検出するレベル差検出回路と
   、 前記位相比較回路が位相同期している時の出力信号の中
   心値電圧を発生する中心値発生回路と、前記位相比較回
   路が位相同期している時には前記レベル差検出回路の出
   力信号を、位相同期していない時には前記中心値発生回
   路の出力信号を切り換えて出力する切り換え回路と、 前記位相比較回路の出力信号と前記切り換え回路の出力
   信号を加算した信号により制御され、前記内部発振信号
   等を出力する電圧制御発振器とを有して構成したことを
   特徴とする高品位テレビジョン受像機。