JPS63292886A - クロック位相制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、サブサンプルされたテレビジョン信号を受信
・復調するテレビジョン受信装置に適用されるクロック
位相制御回路に関する。

（従来の技術） 高精細なテレビジョン信号を、帯域が制限された伝送路
においても送信可能とする一方式にサブサンプル伝送方
式（電子通信学会論文誌、ｖｏｌ。

Ｊ６８−Ｄ、Ｎｏ、４　Ｐ、６４７．１９８５　）があ
る。

サブサンプル伝送方式では、アナログテレビジョン信号
を一定のサブサンプリングクロックでサンプリングし、
得られたサンプル値を間引いて送信する。受信側では送
信側と同じサンプリングクロックを再生し、受信信号を
リサンプルして再生テレビジョン信号を得ている。

上記リサンプルに際して用いられるクロックは、テレビ
ジョン信号の水平同期信号に同期してＰＬＬ回路により
再生される。ところが、前記ＰＬＬ回路は、水平同期信
号の広域スペクトル成分が少ないことによる等価的な入
力Ｓ／Ｎの劣化や、微小な波形歪等によって、その定常
誤差を完全には除去できない。このため、必ずしも最適
なサンプリング位相のクロックが再生されるとは限らな
かった。サンプル位相がずれると第４図に示すように、
ひとつのパルスを伝送したときに、そのパルスのピーク
点以外のサンプル点においてリンギングが現われる。

ところで、サンプル値伝送を適正に行なうための必要条
件に、パルスのリンギングがピーク点以外には現われな
いという条件があるシこれを満たすため、サブサンプル
伝送方式ではマツチラング−フィルタによりパルス波形
を正確に行なっている。

しかし、このパルス整形を正しく行なったとしても上述
の如くリサンプリングクロックの位相がずれると、サン
プル値の情報間に干渉が生じる。この干渉は隣接するサ
ンプル点間に波及的に拡がり、画像は著しいリンギング
妨害を被る。

従来は上記リンギングが最少となるように手動にてクロ
ック位相を調整していた。

（発明が解決しようとする問題点） 上述した従来の手動によるリンギング回避は、伝送路の
特性変動があるとこれを適正に行なうことが著しく困難
となる。すなわち、地上放送においては、ゴースト障害
により伝送路特性が時々刻々に変動してしまう場合には
、手動制御は不可能となるし、ケーブル伝送を考えた場
合には、伝送路（ケーブル）反射により、リンギングの
発生状態が変化するため、やはり手動調整が難しい。さ
らに上記リンギングの発生原因である位相ずれは、受信
装置を製造する際の回路ばらつきによっても生じるため
、製品出荷時にも装置の特性を揃えるべく手動調整が要
求される。この調整は装置毎に行なう必要があるため、
非常に煩わしいものである。

本発明は上述の従来の問題点を解決するために成された
もので、リサンプリングクロックの位相調整を自動的に
行ない得るクロック位相制御回路を提供することを目的
とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明に係るクロック位相制御回路は、送信信号中に挿
入される波形歪情報を検出するための参照信号を用いて
受信信号のリンギング量を検出する手段を備え、検出さ
れたリンギング量を最少とするようにクロック位相を変
化させるべくループ制御を行なうものである。

（作用） 上記構成により、受信信号のリンギング量は最少になる
ように自動制御される。これにより、画像に現われるリ
ンギング妨害を極力低減することができる。

（実施例） 以下、図面を用いて本発明の一実施例を説明する。第１
図に本発明の第１の実施例を示す。この実施例において
は、送信信号はゴースト障害等の波形歪情報を検出する
ための参照信号としてパルス波形がその垂直同期信号中
に挿入されているものを想定している。

入力テレビジョン信号（１）は、Ａ／Ｄ変換器（２）に
よってサンプリングクロック（３）を用いてサンプリン
グされ、またデジタル化される。

前記Ａ／Ｄ変換器（２）が出力するデジタルテレビジョ
ン信号（４）は、位相検出器（５）並びに波形メモリ（
６）に導かれる。位相検出器（５）は、テレビジョン信
号（４）中の水平同期信号と前サンプリングクロック（
３）との位相差を検出する。検出された位相差出力（７
）は、加算器（８）を介してループフィルタ（９）に供
給され、積分される。ループフィルタ（９）の積分出力
（１０）は、Ｄ／Ａ変換器（１１）により直流アナログ
電圧に変換され、次段の電圧制御発振器（ＶＣＯ）（１
２）に発振制御電圧（１３）として供給される。前記Ｖ
ＣＯ（１２）は、制御電圧（１３）の値に従い、その出
力である前記サンプリングクロック（３）の位相を変化
させる。以上のＰＬＬ制御系により、サンプリングクロ
ック（３）は水平同期信号に位相同期したものとなるが
、リンギングが最少となるようには未だその位相は制御
されていない。

以下、本発明の要部である自動制御系について、説明す
る。前記デジタルテレビジョン信号（４）が供給される
波形メモリ（６）は、テレビジョン信号の垂直同期信号
中に含まれるパルスのサンプル値Ｘ　ｋ　　（ｋ　−−
Ｍ、−１−１１０１１，・、Ｍ）をパルス到来毎に順次
更新して記憶する。上記パルスは第４図に示すように、
もしサンプル位相が適正であればＸｏ−１、ｘｋ−０（
ｋ≠０）となるような波形となる。

前記波形メモリ（６）が出力する前記パルスのサンプル
値ｘｋは、ピーク検出器（１４）及び誤差演算器（１５
）に導びかれる。ピーク検出器（１５）は前記最大値ｘ
Ｏを入力し、前記サンプル値ｘｋよりこの値を除くサン
プル値ｘｋ　　（ｋ≠０）を用いて、以下の絶対値和の
いずれかを求める。

ＥＡＩ−ΣＩｘｋｌ、ＥＡ２−ΣＩ　ｘｋ　−ｘｋ−Ｉ
　　ＩＥＭＩ−Σｘｋ、ＥＭ２−Σ　（ｘｋ　−ｘｋ−
１）　２上記ＥＡＩＳＥＡ２はリンギング量の絶対値和
、ＥＭＩ、ＥＭ２はリンギングの２乗値和に相当し、い
ずれもリンギング量を示す指標となる。特にＥＡ２、Ｅ
Ｍ２はリンギング成分の差分を演算しているため、直流
分に影響されない検出量となっており好適である。以下
、ＥＡＩ、ＥＡ２、ＥＭＩ、ＥＭ２を総称して誤差信号
Ｅとする。

前記誤差演算器（１５）の出力する誤差信号Ｅは、比較
器（１６）　、レジスタ（１７）に供給される。レジス
タ（１７）は供給される誤差信号Ｅに対して自身が記憶
する以前の誤差信号Ｅ″を上記比較器（１６）に供給す
る。比較器（１６）は再録差信号ＥＳＥ−の値を比較し
、また後述する修正値ｄ′の極性に基づき修正値ｄを決
定し、累積Ｓ　（１８）並びにレジスタ（１９）に出力
する。

上記修正値ｄ゛はこのレジスタ（１９）が出力する自身
が記憶した以前の修正値である。上記修正値ｄの値は以
下のように決定される。

＋Δ：　　（Ｅ（Ｅ　″かつｄ−）０）または（Ｅ）Ｒ
”かつｄ−（０） ｄ　■　　　　０　　：　　Ｅ−Ｅ　　−一Δ；　　（
Ｅ＜Ｅ　−かっｄ″（０）または（Ｅ）Ｅ−かつｄ−）
Ｏ） ここでΔは固定された微小量である。上記より明らかな
ように修正値ｄの値は、Ｅ＜Ｅ”すなわち制御の結果、
リンギング量が減少していくときには、従前の制御方向
を維持するべく従前と同一の極性をとりっつΔだけ変化
する。またＥ＞Ｅ−すなわち制御結果が悪化する方向に
ある場合には、従前と異なる極性をとって逆方向にΔだ
け変化する。

このような修正値ｄは、パルスが到来する度に累積器（
１８）により累積され、累積値りは前述の加算器（８）
において位相差出方（７）に重畳される。この結果、先
に説明したＰＬＬ制御系においてＶＣＯ（１２）の出力
クロック（３）の位相には上記累積値りに比例したオフ
セットが生じることになる。この位相オフセットの変化
に応じて誤差信号Ｅも変化するため、結局ループ制御が
働き累積値りは入力ノイズによって±Δの振動はするも
のの、最終的には誤差信号Ｅを最小化する値に落ち着き
、平衡状態に達する。

なお、コントローラ（２０）は位相検出器（５）の状態
を監視しており、ＰＬＬ制御が定常状態に至ったことを
確認してから上記累積器（１８）の動作を開始させるも
のである。したがって、クロックがＰＬＬに引き込まれ
ていない間は、累積器（１８）の動作は停止しており、
出力は０にリセットされている。

次いで第２図に本発明の第２の実施例を示す。

第１の実施例とは、累積器（１８）の出力する累積値り
のＰＬＬ制御系への供給の仕方が異なるのみであり、他
の構成は同一である。

本実施例では前記累積値りはＤ／Ａ変換器（２１）に一
旦供給されて直流電圧に変換された後に、移相器（２２
）に導かれる。この移相器（２２）は、ＶＣＯ（１２）
の出力するサンプリングクロック（３）の位相をアナロ
グ的に変化させる機能を有する。よって、前記位相器（
２２）の出力する位相制御されたクロック（２３）をＡ
／Ｄ変換器（２）に供給することにより、先の第１の実
施例と同様にループ制御が果され、リンギングは最小化
される。

第３の実施例を第３図に示す。この実施例では、波形歪
情報を検出するための参照信号として、サンプルレート
で送られてくる「１」、「ｏ」の信号列ａｋを用いるこ
とを想定している。第５図に示すように伝送路がナイキ
ストの条件を満たしていれば、２値の信号はサンプル点
において「１」、「０」のいずれかの値をとる。そして
サンプル位相がずれると、上記サンプル点でのサンプル
値は「１」または「０」を中心に上下にばらつく。この
ばらつき量は、リンギング量と対応したものである。よ
って、参照信号として前述のパルスに代え、上述の信号
列ａｋを用いてもリンギング量の検出を支障なく行なえ
るものである。

第３図に示す実施例においそは、波形メモリ（２４）は
デジタル化された受信テレビジョン信号（２５）の垂直
同期区間に送られてくる信号列ａｋ（ｋ−１，２，・・
・、Ｍ）を記憶する。次いで波形メモリ（２４）の出力
する信号列ａｋは、判定回路（２６）Ｎに導びかれ２値
判定される。２値判定出力Ｓｋは、前記波形メモリ（２
４）が出力する信号列ａｋと共に差分器（２７）に供給
され、両者の差分ｅｋが演算される。この差分ｅｋがリ
ンギング量に対応している。誤差演算器（２８）は前記
差分ｅｋを入力し、誤差Ｅとして下記の絶対値和ＥＡ、
あるいは２乗値和ＥＭを演算出力する。

ＥＡ−Σ１ｅｋｌ、ＥＸ＝Σ（ｅｋ　）　２以下、本実
施例におけるクロック位相の自動制御は、第１図に示す
第１の実施例と同様に行なわれるので、説明は省略する
。

［発明の効果Ｊ 以上説明してきたように本発明によれば、サブサンプル
されたテレビジョン信号を受信・復調する際に、リサン
プリング位相ずれに起因して発生していたリンギングを
自動的に最少とすることができる。これにより従来、行
なうことが不可能あるいは困難であった手動調整によら
ず自動的に位相ずれを解消することができ、再生画像は
常に良好な状態を保つことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第３図は各々本発明のクロック位相制
御回路の第１、第２、第３の実施例を示す回路ブロック
図、第４図はサンプリングの位相ずれを説明するための
パルス波形図、第５図は２値伝送信号の波形図である。 （１）・・・テレビジョン信号。、 （２）・・・Ａ／Ｄ変換器。、 （３）・・・サンプリングクロック、 （４）・・・デジタルテレビジョン信号、（６）、（２
４）・・・波形メモリ、 （１４）・・・ピーク検出器、 （１５）、（２８）・・・誤差演算器、（１６）・・・
比較器、 （１７）、（１９）・・・レジスタ、 （１８）・・・累積器、（２１）・・・Ｄ／Ａ変換器、
（２２）・・・移相器、（２６）・・・判定回路。 代理人　弁理９士　　側近　憲祐 同松山光之 第１図 第３図 １８４図 ＧＫ　　　　　　　　　　（ｈ◆＋　　　　　　　　　
　ＧＫ＋２二 Ｃ１１す簀 第５図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）垂直同期区間内に波形歪情報を検出するための参
   照信号が挿入されておりサンプル値伝送されるアナログ
   テレビジョン信号を入力するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／
   Ｄ変換器によりデジタル化されたテレビジョン信号を入
   力し前記Ａ／Ｄ変換器に位相制御されたサンプリングク
   ロックを供給するＰＬＬ制御系と、前記参照信号をそれ
   が到来する度に順次更新記憶する波形メモリ、及びこの
   波形メモリが供給する前記参照信号に基づく絶対値和あ
   るいは２乗値和を誤差信号として算出する誤差演算手段
   、この誤差演算手段が順次出力する前記誤差信号同志を
   比較する比較手段、この比較手段の比較結果により検出
   される前記誤差信号の増減状態に応じてその値が増減さ
   れる位相制御信号を出力する制御信号発生手段を有する
   自動制御系とを具備し、前記ＰＬＬ制御系に加えて前記
   位相制御信号により前記サンプリングクロックの位相制
   御を行なうことを特徴とするクロック位相制御回路。
2. （２）参照信号はパルス波形であり、誤差演算手段は前
   記パルス波形のサンプル値をｘｋ （｜ｋ｜≦Ｍ、ｘ０はピーク値）としたとき、ＥＡ１＝
   Σ｜ｘｋ｜、ＥＡ２＝Σ｜ｘｋ−ｘｋ−１｜ＥＭ１＝Σ
   ｘｋ＾２、ＥＭ２＝Σ（ｘｋ−ｘｋ−１）＾２のいずれ
   かの演算を実行し、これを誤差信号として出力する誤差
   演算器からなることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のクロック位相制御回路。
3. （３）参照信号は「１」、「０」の信号列ａｋ（０≦ｋ
   ≦Ｍ）であり、誤差演算手段は、前記信号列ａｋの２値
   判定を行なう判定回路と、この判定回路の判定出力Ｓｋ
   と前記信号列ａｋとの差分ｅｋを求める差分器と、前記
   差分ｅｋを入力し、ＥＡ１＝Σ｜ｅｋ｜、ＥＡ２＝Σ（
   ｅｋ）＾２のいずれかの演算を実行し、これを誤差信号
   として出力する誤差演算器からなることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のクロック位相制御回路。