JPH0831968B2 - クロック位相制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、サブサンプルされたテレビジョン信号を受
信・復調するテレビジョン受信装置に適用されるクロッ
ク位相制御回路に関する。

（従来の技術） 高精細なテレビジョン信号を、帯域が制限された伝送
路においても送信可能とする一方式にサブサンプル伝送
方式（電子通信学会論文誌、Vol.J68-D,No.4 P.647,198
5）がある。

サブサンプル伝送方式では、アナログテレビジョン信
号を一定のサブサンプリングクロックでサンプリング
し、得られたサンプル値を間引いて送信する。受信側で
は送信側と同じサンプリングクロックを再生し、受信信
号をリサンプルして再生テレビジョン信号を得ている。

上記リサンプルに際して用いられるクロックは、テレ
ビジョン信号の水平同期信号に同期してPLL回路により
再生される。ところが、前記PLL回路は、水平同期信号
の広域スペクトル成分が少ないことによる等価的な入力
S/Nの劣化や、微小な波形歪等によって、その定常誤差
を完全には除去できない。このため、必ずしも最適なサ
ンプリング位相のクロックが再生されるとは限らなかっ
た。サンプル位相がずれると第４図に示すように、ひと
つのパルスを伝送したときに、そのパルスのピーク点以
外のサンプル点においてリンギングが現われる。

ところで、サンプル値伝送を適正に行なうための必要
条件に、パルスのリンギングがピーク点以外には現われ
ないという条件がある。これを満たすため、サブサンプ
ル伝送方式ではマッチッングフィルタによりパルス波形
を正確に行なっている。しかし、このパルス整形を正し
く行なったとしても上述の如くリサンプリングクロック
の位相がずれると、サンプル値の情報間に干渉が生じ
る。この干渉は隣接するサンプル点間に波及的に拡が
り、画像は著しいリンギング妨害を被る。

従来は上記リンギングが最少となるように手動にてク
ロック位相を調整していた。

（発明が解決しようとする問題点） 上述した従来の手動によるリンギング回避は、伝送路
の特性変動があるとこれを適正に行なうことが著しく困
難となる。すなわち、地上放送においては、ゴースト障
害により伝送路特性が時々刻々に変動してしまう場合に
は、手動制御は不可能となるし、ケーブル伝送を考えた
場合には、伝送路（ケーブル）反射により、リンギング
の発生状態が変化するため、やはり手動調整が難しい。
さらに上記リンギングの発生原因である位相ずれは、受
信装置を製造する際の回路ばらつきによっても生じるた
め、製品出荷時にも装置の特性を揃えるべく手動調整が
要求される。この調整は装置毎に行なう必要があるた
め、非常に煩わしいものである。

本発明は上述の従来の問題点を解決するために成され
たもので、リサンプリングクロックの位相調整を自動的
に行ない得るクロック位相制御回路を提供することを目
的とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明に係るクロック位相制御回路は、送信信号中に
挿入される波形歪情報を検出するための参照信号を用い
て受信信号のリンギング量を検出する手段を備え、検出
されたリンギング量を最少とするようにクロック位相を
変化させるべくループ制御を行なうものである。

（作用） 上記構成により、受信信号のリンギング量は最少にな
るように自動制御される。これにより、画像に現われる
リンギング妨害を極力低減することができる。

（実施例） 以下、図面を用いて本発明の一実施例を説明する。第
１図に本発明の第１の実施例を示す。この実施例におい
ては、送信信号はゴースト障害等の波形歪情報を検出す
るための参照信号としてパルス波形がその垂直同期信号
中に挿入されているものを想定している。

入力テレビジョン信号（１）は、A/D変換器（２）に
よってサンプリングクロック（３）を用いてサンプリン
グされ、またデジタル化される。前記A/D変換器（２）
が出力するデジタルテレビジョン信号（４）は、位相検
出器（５）並びに波形メモリ（６）に導かれる。位相検
出器（５）は、テレビジョン信号（４）中の水平同期信
号と前サンプリングクロック（３）との位相差を検出す
る。検出された位相差出力（７）は、加算器（８）を介
してループフィルタ（９）に供給され、積分される。ル
ープフィルタ（９）の積分出力（10）は、D/A変換器（1
1）により直流アナログ電圧に変換され、次段の電圧制
御発振器（VCO）（12）に発振制御電圧（13）として供
給される。前記VCO（12）は、制御電圧（13）の値に従
い、その出力である前記サンプリングクロック（３）の
位相を変化させる。以上のPLL制御系により、サンプリ
ングクロック（３）は水平同期信号に位相同期したもの
となるが、リンギングが最少となるようには未だその位
相は制御されていない。

以下、本発明の要部である自動制御系について説明す
る。前記デジタルテレビジョン信号（４）が供給される
波形メモリ（６）は、テレビジョン信号の垂直同期信号
中に含まれるパルスのサンプル値xk（ｋ＝−M,…，−1,
0,1,…,M）をパルス到来毎に順次更新して記憶する。上
記パルスは第４図に示すように、もしサンプル位相が適
正であればx0＝１、xk＝０（ｋ≠０）となるような波形
となる。

前記波形メモリ（６）が出力する前記パルスのサンプ
ル値xkは、ピーク検出器（14）及び誤差演算器（15）に
導びかれる。ピーク検出器（15）は前記最大値x0を入力
し、前記サンプル値xkよりこの値を除くサンプル値xk
（ｋ≠０）を用いて、以下の絶対値和のいずれかを求め
る。

E A1＝Σ|xk|、E A2＝Σ|xk-xk-1| E M1＝Σxk²、E M2＝Σ（xk-xk-1)² 上記E A1、E A2はリンギング量の絶対値和、E M1、E M2
はリンギングの２乗値和に相当し、いずれもリンギング
量を示す指標となる。特にE A2、E M2はリンギング成分
の差分を演算しているため、直流分に影響されない検出
量となっており好適である。以下、E A1、E A2、E M1、
E M2を総称して誤差信号Ｅとする。

前記誤差演算器（15）の出力する誤差信号Ｅは、比較
器（16）、レジスタ（17）に供給される。レジスタ（1
7）は供給される誤差信号Ｅに対して自身が記憶する以
前の誤差信号Ｅ′を上記比較器（16）に供給する。比較
器（16）は両誤差信号Ｅ、Ｅ′の値を比較し、また後述
する修正値ｄ′の極性に基づき修正値ｄを決定し、累積
器（18）並びにレジスタ（19）に出力する。上記修正値
ｄ′はこのレジスタ（19）が出力する自身が記憶した以
前の修正値である。上記修正値ｄの値は以下のように決
定される。

＋Δ：（Ｅ＜Ｅ′かつｄ′＞０）または （Ｅ＞Ｅ′かつｄ′＜０） ｄ＝ 0:E＝Ｅ′ −Δ：（Ｅ＜Ｅ′かつｄ′＜０）または （Ｅ＞Ｅ′かつｄ′＞０） ここでΔは固定された微小量である。上記より明らか
なように修正値ｄの値は、Ｅ＜Ｅ′すなわち制御の結
果、リンギング量が減少していくときには、従前の制御
方向を維持するべく従前と同一の極性をとりつつΔだけ
変化する。またＥ＞Ｅ′すなわち制御結果が悪化する方
向にある場合には、従前と異なる極性をとって逆方向に
Δだけ変化する。

このような修正値ｄは、パルスが到来する度に累積器
（18）により累積され、累積値Ｄは前述の加算器（８）
において位相差出力（７）に重畳される。この結果、先
に説明したPLL制御系においてVCO（12）の出力クロック
（３）の位相には上記累積値Ｄに比例したオフセットが
生じることになる。この位相オフセットの変化に応じて
誤差信号Ｅも変化するため、結局ループ制御が働き累積
値Ｄは入力ノイズによって±Δの振動はするものの、最
終的には誤差信号Ｅを最小化する値に落ち着き、平衡状
態に達する。

なお、コントローラ（20）は位相検出器（５）の状態
を監視しており、PLL制御が定常状態に至ったことを確
認してから上記累積器（18）の動作を開始させるもので
ある。したがって、クロックがPLLに引き込まれていな
い間は、累積器（18）の動作は停止しており、出力は０
にリセットされている。

次いで第２図に本発明の第２の実施例を示す。第１の
実施例とは、累積器（18）の出力する累積値ＤのPLL制
御系への供給の仕方が異なるのみであり、他の構成は同
一である。

本実施例では前記累積値ＤはD/A変換器（21）に一旦
供給されて直流電圧に変換された後に、移相器（22）に
導かれる。この移相器（22）は、VCO（12）の出力する
サンプリングクロック（３）の位相をアナログ的に変化
させる機能を有する。よって、前記位相器（22）の出力
する位相制御されたクロック（23）をA/D変換器（２）
に供給することにより、先の第１の実施例と同様にルー
プ制御が果され、リンギングは最小化される。

第３図の実施例を第３図に示す。この実施例では、波
形歪情報を検出するための参照信号として、サンプルレ
ートで送られてくる「１」、「０」の信号列akを用いる
ことを想定している。第５図に示すように伝送路がナイ
キストの条件を満たしていれば、２値の信号はサンプル
点において「１」、「０」のいずれかの値をとる。そし
てサンプル位相がずれると、上記サンプル点でのサンプ
ル値は「１」または「０」を中心に上下にばらつく。こ
のばらつき量は、リンギング量と対応したものである。
よって、参照信号として前述のパルスに代え、上述の信
号列akを用いてもリンギング量の検出を支障なく行なえ
るものである。

第３図に示す実施例においては、波形メモリ（24）は
デジタル化された受信テレビジョン信号（25）の垂直同
期区間に送られてくる信号列ak（ｋ＝1,2,…,M）を記憶
する。次いで波形メモリ（24）の出力する信号列akは、
判定回路（26）Ｎに導びかれ２値判定される。２値判定
出力Skは、前記波形メモリ（24）が出力する信号列akと
共に差分器（27）に供給され、両者の差分ekが演算され
る。この差分ekがリンギング量に対応している。誤差演
算器（28）は前記差分ekを入力し、誤差Ｅとして下記の
絶対値和EA、あるいは２乗値和EMを演算出力する。

E A＝Σ|ek|、E M＝Σ（ek)² 以下、本実施例におけるクロック位相の自動制御は、
第１図に示す第１の実施例と同様に行なわれるので、説
明は省略する。

［発明の効果］ 以上説明してきたように本発明によれば、サブサンプ
ルされたテレビジョン信号を受信・復調する際に、リサ
ンプリング位相ずれに起因して発生していたリンギング
を自動的に最少とすることができる。これにより従来、
行なうことが不可能あるいは困難であった手動調整によ
らず自動的に位相ずれを解消することができ、再生画像
は常に良好な状態を保つことができる。

【図面の簡単な説明】 第１図、第２図、第３図は各々本発明のクロック位相制
御回路の第１、第２、第３の実施例を示す回路ブロック
図、第４図はサンプリングの位相ずれを説明するための
パルス波形図、第５図は２値伝送信号の波形図である。 （１）……テレビジョン信号。、（２）……A/D変換
器。、（３）……サンプリングクロック、（４）……デ
ジタルテレビジョン信号、（６）、（24）……波形メモ
リ、（14）……ピーク検出器、（15）、（28）……誤差
演算器、（16）……比較器、（17）、（19）……レジス
タ、（18）……累積器、（21）……D/A変換器、（22）
……移相器、（26）……判定回路。

フロントページの続き (72)発明者 合志 清一 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (72)発明者 桜井 優 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝横浜事業所家電技術研究所内 (56)参考文献 特開 昭63−46073（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−163783（ＪＰ，Ａ)

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】垂直同期区間内に波形歪情報を検出するた
   めの参照信号が挿入されておりサンプル値伝送されるア
   ナログテレビジョン信号を入力するA/D変換器と、このA
   /D変換器によりデジタル化されたテレビジョン信号を入
   力し前記A/D変換器に位相制御されたサンプリングクロ
   ックを供給するPLL制御系と、前記参照信号をそれが到
   来する度に順次更新記憶する波形メモリ、及びこの波形
   メモリが供給する前記参照信号に基づく絶対値和あるい
   は２乗値和を誤差信号として算出する誤差演算手段、こ
   の誤差演算手段が順次出力する前記誤差信号同志を比較
   する比較手段、この比較手段の比較結果により検出され
   る前記誤差信号の増減状態に応じてその値が増減される
   位相制御信号を出力する制御信号発生手段を有する自動
   制御系とを具備し、前記PLL制御系に加えて前記位相制
   御信号により前記サンプリングクロックの位相制御を行
   なうことを特徴とするクロック位相制御回路。
2. 【請求項２】参照信号はパルス波形であり、誤差演算手
   段は前記パルス波形のサンプル値をxk （|k|≦Ｍ、x0はピーク値）としたとき、 E A1＝Σ|xk|、E A2＝Σ|xk-xk-1| E M1＝Σxk²、E M2＝Σ（xk-xk-1)² のいずれかの演算を実行し、これを誤差信号として出力
   する誤差演算器からなることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のクロック位相制御回路。
3. 【請求項３】参照信号は「１」、「０」の信号列ak（０
   ≦ｋ≦Ｍ）であり、誤差演算手段は、前記信号列akの２
   値判定を行なう判定回路と、この判定回路の判定出力Sk
   と前記信号列akとの差分ekを求める差分器と、前記差分
   ekを入力し、 E A1＝Σ|ek|、E A2＝Σ（ek)² のいずれかの演算を実行し、これを誤差信号として出力
   する誤差演算器からなることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載のクロック位相制御回路。