JPH0231167A - 光干渉角速度計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ループ状に構成された光学路を伝搬した両
光の位相差ΔφがＩ±π／４１以上に及びような入力角
速度の計測範囲を持つ光干渉角速度計において全入力範
囲に渡って位相変調度を安定に保ち、また入力に対し出
力が連続的に変化するようにした光干渉角速度に関する
ものである。

［従来の技術〕 第７図に示すようにレーザなどの光１ａｔｔからの光Ｉ
２が光分配結合器１３により右回り光Ｉ４と左回り光１
５とに分配され、これらの光１４゜１５は少くとも一周
する光学路１６の両端に入射され、光学路１６をそれぞ
れ右回り、左回りに通って光学路１６より出射光１７．
１８として出射され、これら出射光１７．１８は、光分
配結合器１３により結合されて互に干渉し、干渉光１９
として受光器２１に受光される。

光学路１６は例えば光ファイバを複数回ループ状に巻い
たもので構成される。光学路１６にその周方向の角速度
が印加されない状態においては出射光１７および１８の
位相差はほぼゼロであるが光学路１６の軸心回りに角速
度Ωが印加されるとこの角速度によっていわゆるサグナ
ック効果が生じ、光学路１６を伝搬した出射光１７．１
８の間に位相差Δφ０が生じる。この位相差Δφ。は、
で表わされる。ここでＲはループ状に構成された光学路
１６の半径、Ｌはループ状に構成された光学路１６の長
さ、λは光［１１の光の波長、Ｃは光の速度を示す。さ
らに干渉光１９の光源強度Ｉ０は、 Ｉｏ　　”　１−ｃｏｓ　　Δφｏ　　　　　””（２
）となる。従って干渉光１９の強度■。を測定すること
によって角速度Ωを検出することができる。

しかしこの場合、入力角速度が小さな場合においては位
相差Δφ。が小さく、ｃｏｓΔφ０の変化が僅かであり
、感度が極端に低くなる。

このような点から従来より入力感度を晟適化するため第
８図に示すように光学路１６・の一端と光分配結合器２
６との間に例えば電歪振動子に光ファイバを巻回して構
成した位相変調器２２を直列に挿入し、位相変調器駆動
回路２３からの駆動信号により互に逆方向に伝搬する光
２８．２９を位相変調する方法がとられている。

第８図では、（１）式で述べたサグナック（Ｓａｇｎａ
ｃ）位相差Δφ。を精度よく検出するために、光源１１
と光分配結合器２６の間に光分配結合器２７と偏光子２
５を挿入し、光分配結合器２７のＡ′ポートに受光器２
１を配置している。この場合の受光器２１に到達する干
渉光■。゛は、 １、　’　＝　−１１＋ｃｏｓ　　Δφｏ（Ｊｏ（ｘ）
一２Ｊｚ（ｘ）ｃｏｓ２ωＪ　′＋−＋２Ｊｚ＋＋（ｘ
）　　ｃｏｓ２ｍωｔ＋・＝）　　　ｓｉｎΔφｏ　　
（２，Ｌ（ｘ）ｓｉｎ　　ωｔ２Ｊ＋（ｘ）ｓｉｎ３ω
ｔ　　　＋−＋２Ｊ２１１−ＡＸ）　　ｓｉｎ（２ｍ−
１）　　　ωｔ＋・・・））　　　　　　・　・　・　
・（３）となる。

ここでＰ。：受光器２１に到達する最大光量、Ｊｎ　：
ｎ次のベンセル関数（ｎ＝０，１゜２．３・・・） ２　Ａｓｔｎπｔｏτ Ａ：位相変調の振幅 τ：光学路１６を通る光の伝搬時間 ｆ０：位相変調器２２の駆動周波数 ｔｉｔ−τ／２ （３）式から明らかなように干渉光の強度１ｏ′には、
ｃｏｓΔφ０に比例する項と、ｓｉｎΔφ０に比例する
項とが含まれている。

第８図において受光器２１によって光電変換された電気
信号の内、位相変調周波数の３倍波成分を同期検波する
同期検波回路３１の出力ｖ３は、増幅器３３でに１倍さ
れ、位相変調周波数成分を同期検波する同期検波回路３
０の出力■１と加算器３６において加算される。この時
の出力Ｖ３１Ｎは、Ｖ　ｓ＋、ｌ＝Ｖ＋　十に−・ｖ３ ＝に＋　−Ｐａ　・Ｊ＋　（ｘ）　・ｓｉｎΔφ。

＋Ｋａ　・Ｋ３　・Ｐｏ　・、Ｌ）（Ｘ戸ｓｉｎΔφＱ
−（４）ここでに１　Ｋ、：定数 となる。ここで増幅器３３の利得を調整しに＋　＝Ｋｓ
　＝Ｋｓ＋Ｈとすると（４）式は、ＶＳ＋Ｓ＝にｓｒｓ
　・Ｐａ　・（Ｊ＋　（ｘ）　＋Ｌ　・Ｊ３（Ｘ））・
ｓｉｎ　　Δφ。　　・　・　・　・（５）となる。こ
こでに、＝２．２に設定すると（Ｊ＋（ｘ）十に、　　
・Ｊ、（×））は、第９図に示すようにｘｚ３．０５で
最大値となり、その近辺では、Ｘに対し安定な特性を示
すようになる。又そのポイントではＪｚ（ｘ）も最大値
を示しＸに対し安定な特性を示している。

出力Ｖ　ｏｔ＋ｔの振幅Ｋｓ＋、４　・Ｐｏ　　・　（
Ｊ＋（ｘ）＋に、　　・Ｊ３（Ｘ））を一定に保つため
従来衣の方法が提案されている。

受光器２１によって充電変換された電気信号の内、位相
変調周波数の２倍波を同期検波する同期検波回路５１の
出力■２と上記Ｖ　ＳＩＮをそれぞれ２東回路４０．４
１において２乗し加算器４２で加算するとその出力Ｖは
、 Ｖ＝Ｖｓ＋ｓ”　＋Ｖｚ” −（ＫｓＩＮ−Ｐｏ　　・（、Ｌ（ｘ）　＋に、　・Ｊ
、（ｘ））”・ｓｉｎ”ΔφＱ　＋　（Ｋｚ　・Ｐｏ−
ｂ（ｘ））”・ｃｏｓ”Δφ。　　　　　・・・・（６
）となる。ここで予めＫｓＩＮ−Ｐｏ　・（Ｊ＋（ｘ）
＋Ｋ。

Ｊｚ（ｘ）　）　＝Ｋｚ　　・Ｐｏ　　−Ｊｚ　（ｘ）
　＝にとなるようアンプゲインを調整すると出力電圧Ｖ
は、Ｖ　＝Ｋ”　・（ｓｉｎ”Δφ（１＋ｃｏｓ”Δφ
Ω）＝Ｋｔ　　　　　　　・・・・（７） となる。

ここで出力電圧Ｖの初期値すなわち基準値をＫ１１ｚと
し、出力電圧Ｖと差動増幅器４３で比較してやりその差
分を積分器４５を通して光源光量調整回路４７に負帰還
し、光源１１の出射光量を制御すると、光ａｌｔの出射
効率、光源１１からの出射光が光学路１６を径て受光器
２１に到達するまでの間の光伝送損失及び光学系におけ
る光の偏波状態が環境条件の変化で変わっても、出力電
圧■を常に基準値Ｋｌｚに保つことができる。すなわち
■。□の振幅を一定に保つことができる。

（３）式で示したように第１種ベッセル関数の変数Ｘは
、位相変調の振幅Ａと比例関係にある。

（５）式から解かれるように入力感度はｘ　（＝２Ａｓ
ｉｎπｆ０τ）の値に左右される。Ｘの値は位相変調の
振幅Ａ、位相変調器２２の駆動周波数ｆ、および光学路
１６を通る光の伝搬時間τによって決まる。駆動周波数
ｆ０および伝搬時間τは温度による影響が比較的小さい
が、位相変調の振幅Ａは温度による影響を受けやすい。

つまり位相変調器２２は、例えば電歪振動子に光学路１
６を構成する光ファイバを巻きつけ、その電歪振動子に
周波数ｆ０の駆動電圧を印加して振動させ、光学路１６
を伸縮させ、そこを通る右回り光と左回り光とを位相変
調させるようにしたものである。

駆動周波数１゜はその電歪振動子を効率よく伸縮させる
ため電歪振動子の共振点に合わせるのが一般的である。

この共振周波数は、温度によって変化するため位相変調
の振幅Ａは、電歪振動子の機械的Ｑ（共振周波数におけ
る機械的振動の゛するどさ”をさす）の高い程温度の影
響を受ける。

その結果Ｘ値が変化し、入力感度が変動する不都合が生
じる。

又光ファイバは、最適動作を行なうため適切なテンショ
ンで巻かれている。しかしこのテンションは、周囲温度
が変わると電歪振動子と光ファイバの熱膨張係数の差で
初期設定値からずれてしまう。また光ファイバの緩衝Ｎ
（シリコーン又はウレタンなど）によるダンパ効果も温
度によって変わり結果として位相変調の振幅Ａが変化し
入力感度が変動する。

そこで従来衣に示す方法がとられていた。

第８図において同期検波回路５１．５２は、それぞれＶ
、、Ｖ４の信号を出力する。この■２とｖ４は、 Ｖｚ＝Ｋｚ　・Ｐａ　　−Ｊｚ（ｘ）　　・ｃｏｓΔφ
０・・・（８）Ｖ４＝に４　・Ｐｏ−Ｊａ（ｘ）　　・
ｃｏｓΔφＱ”・（９）で表わされる。

次に除算器５３において信号■４を信号■２で割ってや
ると Ｖ２　　　　Ｋｇ　・ｈ（ｘ） ここでアンプゲインを調整しＫ　２　””　Ｋ　ａとし
てやると Ｊｚ（ｘ） となり１．ｈ（ｘ）とＪａ（Ｘ）との間には、人力角速
度に関係しない一定の関係ができあがる。

第１０図は、Ｘに対するＶ、　＝Ｊ４（Ｘ）　／Ｊｚ（
ｘ）の関係を示したグラフで動作点（ｘ＝３．０５）に
おけるＶ、の値は約０．２８５になる。ここで基準値を
０．２８５に設定し■４と差動増幅器５４で比較してや
りその差分を積分器５５を通し、位相変調器駆動回路２
３に負帰還し位相変調器に印加する電圧を制御してやる
と■４の値を常に０．２８５に設定することができる。

即ちＸの値を３．０５に保つことができる。

位相変調器駆動回路２３は、差動増幅器５４の正の信号
によって位相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の信
号の電圧を増加させ、差動増幅器５４の負の信号によっ
て位相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の電圧を小
さくするように構成し自動制御回路を構成している。今
たとえば何らかの原因で、例えば位相変調の振幅Ａが増
加しその結果Ｘの値が増加したとすると第１０図に示す
グラフより■４の値は、増加する。その結果、差動増幅
器５４は、負の信号を積分器５５に印加する。積分器５
５の出力は、減少しその結果位相変調器駆動回路２３は
、位相変調器２２への印加電圧を減少させ位相変調の振
幅Ａの値を減少させる。

一方位相変鋼の振幅Ａが減少しその結果としてＸの値が
減少したとすると第１０図に示すグラフより■、の値は
、減少する。その結果、差動増幅器５４は、正の信号を
積分器５５に印加する。積分器５５の出力は、増加しそ
の結果位相変調器駆動回路２３は、位相変調器２２への
印加電圧を増加させ位相変調の振幅Ａを増加させる。

このようにして、位相変調の振幅Ａの値を変えるような
外部作用（例えば温度・振動・衝撃など）が働いてもＸ
の値を常に一定に保つことができジャイロ出力としての
感度を一定に保つことができる。この従来例では、信号
■４を信号ｖ２で割算したが、信号ｖ２を信号■４で割
算しても同様にできる。この場合、動作点（ｘ＝３．０
５）における■４の値は、約３．５となる。この場合、
基準信号発生器５６における基準値は、３．５となる。

従来技術として位相差Δφ。が±ｍπ（ｍ＝ｏ。

１．２，…）に対し約±π／４の範囲の時は、（５）式
で示したＶ　ＳＩＮ出力即ちｓｉｎΔφ。成分を使用し
±（２ｍ＋１）・π／２（ｍ＝０．１．２，…）に対し
約±π／４の時は、（８）式で示した■２即ちｃｏｓΔ
φ。成８分を使用するようにしてダイナミックレンジを
拡大する方法が提案されている。

第１１図において端子５９には、ｓｉｎΔφに比例する
成分（第１２図信号７２）が入力され端子６０には、ｃ
ｏｓΔφに比例する成分（第１２図における信号７３）
が入力される。ｓｉｎΔφに比例する信号７２とｃｏｓ
Δφに比例する信号７３は例えば第８図における出力Ｖ
、、Ｖ、が用いられる。

ｓｉｎΔφに比例する信号とｃｏｓΔφに比例する信号
は、スイッチ６１において可逆カウンタ７０からのＤ出
力によって切替えられる。スイッチ６１の出力は、スイ
ンチロ２において可逆カウンタ７０の２＋の重み付けさ
れた端子の出力已によって橿性反転された後リニアライ
ザ６４を通してジャイロ出力端子６５に出力される。ス
イッチ６２の出力Ｅの出力は、比較器６６．６７の非反
転入力側、反転入力側へ供給されそれぞれ基準電源６８
．６９の基準電圧＋Ｖ、、−Ｖ、と比較される。比較器
６６．６７の出力は、それぞれ可逆カウンタ７０のアッ
プカウント端子ＵＰ、ダウンカウント端子ＤＯＷＮへ供
給されそれぞれアンプカウント、ダウンカウントされる
。可逆カウンタ７０の重みが２゜の出力端子の出力は、
スイッチ６１に切替え制御信号として供給され、重みが
２１の出力端子の出力は、スイッチ６２に切替え制御信
号として供給される。スイッチ６１．６２は、それぞれ
初期状態（切替え制御信号が論理′°０°°）で端子Ｎ
Ｃ側に切替えられ、切替え制御信号が論理“１”でそれ
ぞれ端子Ｎｏ側に切替えられる。。

可逆カウンタ７０の計数値は端子７１から取り出すこと
ができる。

端子５９の出力は先に述べたようにｓｉｎΔφに比例し
、第１２図Ａの曲線７２に示すように右回り光と左回り
光との位相差Δφに対しｓｉｎΔφで変化する。端子６
０の出力は、第１２図Ａの曲線７３に示すように位相差
Δφに対しＣＯ５Δφに比例したものになる。位相差Δ
φがＯ±π／４の範囲にあれば、スイッチ６１．６２は
、第１１図に示した状態にあって端子５９よりのｓｉｎ
Δφに比例した出力がリニアライザ６４によって直線補
正された後ジャイロ出力端子６５に出力される。比較器
６６においてその入力、つまりスイッチ６２の出力が基
準電圧■、を越えると第１２図Ｂに示すようにパルスが
発生する。このパルスは、可逆カウンタ７０によって加
算カウントされる。

一方スイッチ４日の出力が一■、より負方向に大きくな
ると比較器６７より第１２図Ｃに示すようなパルスが発
生し、これは可逆カウンタ７０で減算カウントされる。

可逆カウンタ７０の重みが２°の出力は、第１２図りに
示すように変化し重みが２１の出力は、第１２図已に示
すように変化する。可逆カウンタ７０の重みが２°の出
力が高レベル（論理“１”）の時スイッチ６１力（切替
えられ、端子６０の信号、即ちｃｏｓΔφに比例した出
力が直線補正されジャイロ出力端子６５に出力される。

逆にスイッチ６２の出力が基準電圧−ｖｒより負方向に
大きくなると比較器６７よりパルスが得られ、可逆カウ
ンタ７０が減算カウントされて、それにより重みが２°
の出力が高レベルとなり、スイッチ６１が作動して先の
場合と同様に端子６０の信号、即ちｃｏｓΔφに比例し
た出力が直線補正された後ジャイロ出力端子６５に出力
される。

以上の状態から更に位相差Δφが絶対量として増加し、
ｃｏｓΔφに比例した出力が基準電圧＋ｖ、。

又は−■、よりも絶対値で大きくなると比較器６６６７
よりパルスが得られて可逆カウンタ７０が加算あるいは
減算しスインチロ１が復帰して端子５９の信号、即ちｓ
ｔｎΔφに比例した出力が直線性補正後ジャイロ出力端
子６５に得られるようになる。

これとともにｓｉｎΔφとｃｏｓ　Δφに比例する出力
が位相差Δφに対し正の特性となるように可逆カウンタ
７０の重みが２＋の出力によって信号極性反転指令（切
替え制御信号）が出力され、スインチロ２が切替えられ
る。上述において位相差Δφがπ／４におけるｓｉｎΔ
φとｃｏｓΔφに比例するスイッチ６２の出力電圧が基
準電圧＋Ｖ、、−Ｖ、より絶対値で僅かに少な目に設定
しておくと、第１２図Ｇに示すように鋸歯状の出力とし
て得ることができかつｓｉｎΔφとｃｏｓΔφに比例す
る信号の切替えにヒステリシスを持たせることができ安
定に動作させることができる。このようにして位相差Δ
φが±ｍπに対し約±π／４の範囲にある場合は、ｓｉ
ｎΔφ成分をジャイロ出力として取り出され、π ±（２ｍ＋Ｎ　　・−に対し約±π／４の範囲にある場
合は、ｃｏｓΔφ成分がジャイロ出力として取り出され
、全範囲にわたって直線性が最も好ましい状態で出力が
得られる。

この出力より角速度は、次式で求めることができる。

Ｃλ　　　　ｍ＝ ｍ＝０，　　＋１．　　＋２−　　　　　・・・・（１
０に、は比例定数（ｒａｄ／Ｖｏｌｔｓ）、■。はジャ
イロ出力端子６５の電圧、ｍは可逆カウンタ７ｏにおけ
る加算パルスの総数と減算パルスの総数の差つまり可逆
カウンタ７ｏの計数値であって、これは端子７１から取
り出される。

（発明が解決しようとする課題〕 前述の位相変調度の安定化の方法は、サグナック位相差
ΔφΩ−０〜±π／４くらいの範囲では、精度よく作動
するが、前述のようにさらに計測範囲を拡大していった
場合、（８）、（９）式がら明らがなようにサグナック
位相差Δφ。が±π／２近辺において位相変調度の安定
化に使用する制御用信号Ｖ、、Ｖ４が非常に小さくなり
もはや系の正常な動作が期待できなくなる。この発明は
、前述のように入力角速度の計測範囲が拡大されても、
位相変調度安定化の回路が正常に作動する光干渉角速度
計を提供する。

従来、ダイナミックレンジは、ｓｉｎΔφ。成分とｃｏ
ｓΔφ。成分を切替え拡大していた。この場合、出力と
しては、第１２図Ｇに示される鋸歯状波の出力と切替え
数ｍを支持する可逆カウンタ７０の出力であるので、光
干渉角速度計を角速度センサとして使用するロケットや
飛行機などの飛しょう体の制御信号として使用するのは
不便である。

この発明は、・人力角速度に対し連続的に変化する入出
力特性を持った光干渉角速度計を提供する。

〔課題を解決するための手段〕

この発明によれば光電変換手段からの出力の内位相変調
手段の位相変調周波数のとなり合う奇数波成分が第１、
第２同期検波手段で同期検波され、位相変調周波数のと
なり合う偶数波成分が第３、第４同期検波手段で同期検
波され、第１、第２同期検波手段の出力が等しくなるよ
うに位相変調器に印加する電圧が第１位相変調度制御手
段で制御され、第３、第４同期検波手段の出力の比が一
定となるように位相変調器に印加する電圧が第２位相変
調度制御手段で制御される。

第１位相変調度制御手段にがえて、第１、第２同期検波
手段の出力の比が一定となるように位相変調器に印加す
る電圧が、第３位相変調度制御手段により制御される。

またこの発明によれば充電変換手段からの出力の内右回
り光と左回り光の位相差のｓｉｎ成分が第１信号検出手
段で取り出され、位相差のｃｏｓ成分が第２信号検出手
段で取り出され、位相差がｍ＝（ｍ＝０，　　±１．±
２，…）に対し約±π／４の範囲である時第１信号検出
手段からの出力を送出し、（２ｍ＋１）・−（ｍ＝０．
±１．±２，…）に対し約±π／４の範囲である時第２
信号検出手段からの出力を送出するように信号切替手段
で切替えられ、第１信号検出手段と第２信号検出手段か
らの信号の切替え数のアナログ変ＩＡＩと信号切替手段
からの出力とが加算手段で加算される。

Ｃ実施例〕 第１図はこの発明の実施例を示し、第８図と対応する部
分には同一符号を付けである。同期検波回路３０，３１
，５１．５２からの出力はそれぞれローパスフィルタ？
４，７５，７６．７７を通されて、電圧Ｖ＋　、Ｖｚ　
、Ｖ３　、Ｖａ　となる。

Ｖ＋　＝に＋　　Ｊ＋（ｘ）ｓｉｎΔφ０Ｖｚ　−Ｋｔ
　Ｊｚ（ｘ）ｃｏｓ　Δφ。

Ｖ３　＝に３　Ｊｓ（ｘ）ｓｉｎΔφ。

Ｖａ　＝に４　Ｊａ（ｘ）ｃｏｓ　Δφ。

信号ＶＩとＶ、は、光学路１６に印加される正負の入力
角速度によって正負両方向の電圧をとりうるので絶対値
回路７８．７９によって絶対値に変換される。絶対値回
路の代わりに入力信号を２乗する機能を持った回路でも
よい。絶対値回路７８の出力は、差動増幅器８１の十人
力に供給され、絶対値回路７９の出力は差動増幅器８１
の一人力に供給される。

位相変調器駆動回路２３は、差動増幅器８１の正の信号
によって位相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の信
号の電圧を増加させ、差動増幅器８１の負の信号によっ
て位相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の信号の電
圧を小さくするよう構成し、自動制御ループを構成して
いる。

ここで装置は、差動増幅器８１の出力がゼロ即ちＶ、−
Ｖ、のとき（但しＫ１．に３ばあらかじめ等しくなるよ
う調整されているものとする）第１種ベッセル関数のＪ
Ｉ（Ｘ）、　　Ｊ３（Ｘ）が同じ値即ちχの値が約３，
０５第９図のＡ点になるよう位相変調器駆動回路２３に
よって位相変調器２２に印加される電圧が調整されてい
る。

今例えば何らかの原因で例えば位相変調の振幅Ａが増加
し、その結果としてＸの値が増加したとすると第９図に
Ａ点に示すようにＪＩ（ｘ）は減少しＪｓ（ｘ）は増加
する。その結果、差動増幅器８１は、負の信号を電気フ
ィルタ８５に印加する。電気フィルタ８５の出力は減少
しその結果位相変調器駆動回路８３は、位相変調器２２
への印加電圧を減少させ光位相変調の振幅Ａの値を減少
させる。

一方位相変鋼の振幅Ａが減少しその結果としてＸの値が
減少したとすると第９図から一次ベツセル関数Ｊ＋（ｘ
）は増加し第３次ベッセル関数Ｊｓ（ｘ）は減少する。

その結果差動増幅器８１は、正の信号を電気フィルタ８
５に印加する。電気フィルタ８５の出力は、増加しその
結果位相変調器駆動回路２３は、位相変調器２２への駆
動信号の印加電圧を増加させ光位相変調の振幅Ａの値を
増加させる。

このようにして、位相変調の振幅Ａの値を変えるような
外部作用（例えば、温度、振動衝撃など）が働いてもＸ
の値を常に一定に保つことができ、ジャイロ出力として
の感度を一定に保つことができる。

尚差動増幅器８１と位相変調器駆動回路２３の間に積分
機能を持った電気フィルタ８５が配置されているのは、
比例動作における差動増幅器８１の残留偏差を除き、×
の値を常に目標値（ｘ＝３．０５）に保つためである。

信号Ｖ、、Ｖ、は、除算器５３に印加される。

除算器５３の出力は、信号ｖ４を信号ｖｚで割ったもの
で００）式で示したように入力角速度に関係しない一定
の関係ができあがる。

除算器５３の出力ｖ４は、差動増幅器５４の入力に印加
され基準信号発生器５６と比較される。

その差分■、２は、電気フィルタ８５を通して位相変調
器駆動回路２３に負帰還し位相変調器に印加する電圧を
制御する。ここで基準信号発生器５６の基準値は、位相
変調器２２の動作点をｘ　＝３．０５とした場合第１０
図に示したグラフより約０．２８５に設定される。位相
変調器駆動回路２３は、差動増幅器５４の正の信号によ
って位相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の信号の
電圧を増加させ、差動増幅器５４の負の信号によって位
相変調器２２に印加する駆動周波数ｆ０の電圧を小さく
するように構成し自動制御回路を構成している。

このように構成したことによって〔従来の技術〕のとこ
ろで述べたように、位相変調の振幅Ａの値を変えるよう
な外部作用（例えば温度、振動、衝撃など）が働いても
Ｘの値を常に一定に保つことができる。この実施例では
、信号ｖ４を信号■２で割算したが、信号■２を信号■
４で割算しても同様の動作が実現できる。この場合、動
作点（ｘ　＝３．０５　）　ニオケルＶａ　ノ値は、約
３．５となり基準信号発生器５６における基準値は、３
．５に設定される。通常除算器５３の出力は００式で示
したｖ４の値に対しに４倍される。そのため基準信号発
生器５６の基準値もに４倍された値に設定される。

第１図の実施例では、差動増幅器８１の出力誤差信号Ｖ
　１１１と差動増幅器５４の出力誤差信号■。２を加算
器８３で加算し、電気フィルタ８５に入力している０位
相差Δφ。がｍπ（ｍ＝０．±１゜±２，…）及びその
近辺では、制御信号（Ｖ＋、　Ｖｓ）が零若しくは微小
値を示し差動増幅器８１の出力による系は、正常な動作
が期待できない、ところが制御信号（ｖｚ　、　Ｖ４　
）は、十分大きい値を示しており位相変調度安定化回路
としては、正常に動作する。

一方位相差Δφ。が□（ｍ＝０，　±１．±２・・・）
及びその近辺では、制御信号（ＶＸ　、Ｖ、＞が零若し
くは微小値を示し差動増幅器５４の出力による系は、正
常な動作が期待できない。ところが制御信号（Ｖ＋　、
Ｖｓ　）は十分大きい値を示しており位相変調度安定化
回路系としては正常に作動する。

したがってダイナミックレンジが拡大し位相差Δφ。が
拡大していっても全範囲において位相変調度を安定に保
つことができる。

第２図は、他の実施例を示す。

差動増幅器８１からの誤差信号■、、と差動増幅器５４
からの誤差信号ｖ、ｔをスイッチ９１によって切替え電
気フィルタ８５に印加している。スイッチ９１は、位相
差Δφ。が±ｍπ（ｍ＝０，１゜２、・・・）に対し約
±π／４の範囲の時は、ＮＣ（ノーマルクローズ）側が
オンとなり差動増幅器５４側が作動し位相差Δφ。が土
（２ｍ＋１）　　・−（ｍ＝０，１，２，…）に対し約
±π／４の範囲の時は、Ｎｏ（ノーマルオーブン）側が
オンとなり差動増幅器８１側が作動し入力レンジ全域に
渡って位相変調度安定化回路を正常に作動させることが
でき位相変調度を安定に保つことができる。スイッチ９
１の切替え信号は、第１１図における出力りを使用すれ
ばよいことになる。

第３図は、先に述べた差動増幅器８１例の他の実施例で
ある。信号■１と■３は、除算器９７によってＶ＋／Ｖ
ｉが実行される。その結果除算器９７の出力Ｖ□は、 Ｋ＝　　・Ｊ３（ｘ）ｓｉｎ　　Δφ。

ここでに、　＝に、とすると Ｊｓ（Ｘ） となりＪ　、　（ｘ）とＪｌ（Ｘ）との間には、入力角
速度に関係しない一定の関係ができあがる。

第４図は、Ｘに対するＶａ＋＝−Ｊ　＋（ｘ）／　Ｊ　
３（Ｘ）の関係を示したグラフで動作点（ｘ＝３．０５
）におけるＶｄｌの値はｌとなる。

そこで基準信号発生器９９の基準値を１に設定し■４：
と差動増幅器９８で比較してやり、その差分を電気フィ
ルタ８５を通し位相変調器駆動回路２３に負帰還し位相
変ｔＪＲＢ２２に印加する電圧を印加してやると■４□
を常に１に設定することができる。即ち前述第１図の場
合と同様Ｘの値を３．０５に保つことができる。第３図
で示した例では、信号■、を信号■３で割算したが信号
Ｖ、を信号ｖ１で割算しても同様に自動制御ループを達
成することができる。この場合の動作点（ｘ＝３．０５
）におけるＶ　４１の値は、前述同様１となり基準値発
止器９９の基準値は１が設定される。

通常除算器９７の出力は、ｒｍ式で示した■４の値に対
しに４倍される。そのため基準信号発生器９９の基準値
もに４倍された値に設定される。

第５図に示す実施例において入力端子９２には、第１１
図における端子６５の出力即ち第１２図Ｇに示す信号が
入力される。端子７１には、第１１図における可逆カウ
ンタ７０の出力が印加されその出力によってＤ／Ａ変換
器９５は、第６図Ｂの信号を出力する。Ｄ／Ａ変換器９
５は、（１０式にお端子９２に入力された信号■。とＤ
／Ａ変換器９５の出力は加算器９３において加算される
。その結果加算器９３の出力は、第６図Ｃに示したよう
に位相差Δφ。に対し連続的な出力を得ることができる
。

尚００式におけるに、は、（ｒａｄ／ｖｏＩ　ｔ）で表
わされる変換利得である。

Ｄ／Ａ変換器９５は、第６図Ｂの出力を送出するが、零
電圧発生時のバイアス変動が光干渉角速度計の出力端子
９４に現われないようにするためＤ／Ａ変換器９５の出
力に不感帯回路９６を設けることができる。

〔発明の効果〕

位相変調器駆動回路２３に対する制御に二つの以上に相
当する入力角速度が光干渉角速度計に与えられても位相
変調度を安定に保つ効果が得られ路の動作を説明するた
めの図である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）少なくとも一周する光学路と、 その光学路に対し右回り光及び左回り光を通す手段と、 その光学路を伝搬してきた右回り光と左回り光を干渉さ
   せる手段と、 その干渉手段と上記光学路の一端との間にこれらに縦続
   的に配されて右回り光と左回り光に位相変化を与える位
   相変調手段と、 上記干渉光の光強度を電気信号として検出する光電変換
   手段と、 その光電変換手段からの出力の内上記位相変調手段の位
   相変調周波数のとなり合う奇数波成分を同期検波する第
   １、第２同期検波手段と、 上記位相変調周波数のとなり合う偶数波成分を同期検波
   する第３、第４同期検波手段と、 上記第１と第２同期検波手段の出力が等しくなるように
   上記位相変調器に印加する電圧を制御する第１位相変調
   度制御手段と、 上記第３と第４の同期検波手段の出力の比が一定となる
   ように上記位相変調器に印加する電圧を制御する第２位
   相変調度制御手段とを有する光干渉角速度計。
2. （２）上記第１と第２同期検波手段の出力の比が一定と
   なるように上記位相変調器に印加する電圧を制御する第
   １位相変調度制御手段に代わる第３位相変調度制御手段
   を有した請求項（１）記載の光干渉角速度計。
3. （３）少なくとも一周する光学路と、 その光学路に対し右回り光及び左回り光を通す手段と、 その光学路を伝搬してきた右回り光と左回り光を干渉さ
   せる手段と、 その干渉手段と上記光学路の一端との間にこれに縦続的
   に配されて右回り光と左回り光に位相変化を与える位相
   変調手段と、 上記干渉光の光強度を電気信号として検出する光電変換
   手段と、 その光電変換手段からの出力の内、上記右回り光と左回
   り光の位相差のｓｉｎ成分を取り出す第１信号検出手段
   と、 上記位相差のｃｏｓ成分を取り出す第２信号検出手段と
   、 上記位相差がｍπ（ｍ＝０，±１，±２，…）に対し約
   ±π／４の範囲である時上記第１信号検出手段からの出
   力を送出し、（２ｍ＋１）・π／２（ｍ＝０，±１，±
   ２，…）に対し約±π／４の範囲である時上記第２信号
   検出手段からの出力を送出する信号切替手段と、 上記第１信号検出手段と上記第２信号検出手段からの信
   号の切替え数のアナログ変換量と上記信号切替手段から
   の出力を加算する手段とを有する光干渉角速度計。