JPH02297897A - インバータ式ｘ線発生用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、Ｘｌｌ５発生装置用の電源に係り、特に小型
・軽量化に好適な共ｉ型インバータ式Ｘ線発生用電源装
置に関するものである６ 〔従来の技術〕 Ｘ線発生用電源装置の小型軽量化を計るには、商用電源
の電圧をＸ線管へ印加するための高電圧へ昇圧する高圧
変圧器を小型軽量な物とすることが最も大きな課題であ
った。

高圧変圧器は、それへの入力電圧の周波数を高くするこ
とによって小型軽量化を計れるものである。そのような
高圧変圧器への入力電圧を高周波化する技術は、近年発
達の著しい電力制御用の半導体デバイスをスイッチング
素子として用いることによって開発されている。いわゆ
る、インバータ式Ｘ線装置と称されて現在実用化さ′れ
ている。

そのようなインバータ式Ｘ線装置の一方式として、米国
特許第４２２５７８８号に開示されている直列共振型イ
ンバータを用いたものがある。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記直列共振型インバータ式Ｘ線発生用電源装置は、高
圧変圧器の漏洩インダクタンスし、と。

この変圧器の一次巻線と直列に接続されたコンデンサＣ
との共振を利用するもので、基準インピーダンス、吊］
フ７Ｕに対して、負荷抵抗ＲＸ（Ｘ線管の等価抵抗で、
ｘｉ管電圧／Ｘ線管電流）と出力電力Ｐ。どの間には、
第４図のような関係がある。

すなわち、基準インピーダンスに対して出力Ｐｏが最大
となる負荷抵抗Ｒ，があり、実際の装置を構成するに当
っては、この条件に合うようにＬ記漏洩インダクタンス
■７７、コンデンサの容量Ｃ１高圧変圧器の巻数比等を
選定する必要がある。

第４図を参照すると解かるように、出力Ｐｏが最大とな
る負荷抵抗Ｒｘは非常に小さな値（対数目盛）となるた
め、高圧変圧器への入力電圧が低い場合、例えば２００
Ｖ交流電圧をそのまま直流に変換してインバータに供給
し、高周波化して高圧変圧器に印加する場合には、高圧
変圧器の巻数比を非常に大きくしなければならない。し
たがって、高圧変圧器の二次巻線数が非常に多くなり、
高圧変圧器の小型軽量化を阻害するばかりでなく、二次
巻線と接地間の静電容量も大きくなるため効率も悪くな
る。

また、インバータへの入力電圧が低い場合にはインバー
タ電流が増大するので、インバータスイッチング素子の
定格電流容量も大きなものにしなければならない。

これらの問題に対しては、インバータの入力電圧を高く
する方法が考えられるが、ｆｆｉ圧°を高くすると、透
視時のような軽負荷時、２００ｖ商用電源の場合、定常
時のインバータの入力電圧は無負荷時とほぼ等しい約６
００ｖとなり、この電圧でインバータの周波数及び位相
を制御すると、以下の問題が生じる。

（１）周波数制御方式の場合 周波数制御方式の共振型インバータは、高圧変圧器の漏
洩インダクタンスＬ、と共振用のコンデンサＣによって
決まる共振周波数 作周波数Ｆｓ　を変えるもので、入力電圧■亀と高圧変
圧器の出力電圧Ｖｏとの比Ｖ　ｏ　／　Ｖ　ｔと、上記
周波数の比Ｆ　ｔ　／　Ｆ　ｒとの関係は、負荷抵抗Ｒ
８（Ｒ１＞Ｒ２＞・・・〉Ｒ６）をパラメータとすると
第５図のようになることが米国特許第４５０４８９５号
にて知られている。この方式では、Ｆ　ｔ　／　Ｆ　ｒ
　押１のときにＶｏが最大となり、インバータの動作周
波数Ｆ＋　を共振周波数Ｆ、より低くするか、または高
くするとＶｏが低下する。現実的には共振周波数Ｆｌを
高くするよりは低くする方が、スイッチング素子でのタ
ーンオン・ターンオフ損失が小さくなるのでＦＩを低く
することでＶｏを下げることになる。

ところがＸ線装置はＸ線発生条件（Ｘ線管電圧／Ｘ線管
電流、Ｘ線放射時間）の範囲が非常に広く、管電圧にお
いて２０ＫＶ程度から１５０ＫＶ程度までの広い範囲で
の制御が要求され、管電流において０．１ｍＡ程度から
１０１００Ｏ程度までの範囲での制御が要求される。

前述のように管電圧を２０ＫＶ〜１５０ＫＶもの広い範
囲で制御する場合、低管電圧を設定しようとすると、イ
ンバータの動作周波数Ｆ１を下げるため、高圧変圧器に
おける印加電圧時間積が大きくなるので、高圧変圧器の
鉄心の断面積を大きくしなけれぼらず、高圧変圧器が大
型化し、共振型インバータを組み合わせたメリットが失
われるという問題を有していた。

（２）位相制御方式の場合 位相制御方式の共振型インバータを用いたＸ線発生装置
は、例えば特開昭６３−１９０５５６号公報に記載され
ている。位相制御方式の詳しい説明は前記公報に記載さ
れているので省略する。

位相制御方式の位相差と管電圧の関係は、上記公報に記
載されているように、位相差を制御することによ、って
管電圧を広範囲に可変できるが、管電圧を低くするため
には位相差を非常に大きくする必要がある。

しかし、位相差の大きい領域では利得が大きくなるため
、入力電圧が約６００Ｖと高い場合は管電圧制御が非常
に難しくなる。

本発明は、Ｘ線発生用電源装置における高圧変圧器の小
型、軽量化、インバータ電流の低減を計ると同時に撮影
から透視までの全負荷範囲で安定して管電圧制御ができ
る装置を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題は、請求項１によって、即ち、交流型ｇ電圧を
受電しそれを整流する整流回路と、このａ流量路の出力
電圧を平滑する平滑回路と、この平滑回路の出力電圧を
高周波交流に変換するインバータと、このインバータの
出力電圧を昇圧する高圧変圧器と、この高圧変圧器の出
力電圧を整流・平滑して印加されるＸ線管と、前記イン
バータを制御して前記Ｘ線管に印加される電圧を制御す
る管電圧制御回路とを備えたインバータ式Ｘ線発生用電
源装置において、前記インバータをフルブリッジ回路と
ハーフブリッジ回路との両者が切り替え可能に構成する
とともに、前記整流回路と前記平滑回路とで倍電圧整流
回路又は全波若しくは半波整流回路を択一的に形成する
インバータ入力電源回路形成手段と、前記インバータを
フルブリッジ回路又はハーフブリッジ回路に切り替える
切替手段と、前記全波又は半波整流回路が選択されたと
きその出力電圧の１／２を前記ハーフブリッジ回路のイ
ンバータへ出力する手段と、前記Ｘ線管への負荷の設定
値が所定値より大きいか小さいかを判定しその結果によ
り前記インバータ入力電圧回路形成手段と前記切替手段
とへ所定の切替信号を出力する負荷条件判定回路とを備
えることにより解決される。

また、本発明において、請求項１に記載の装置へ、実際
にＸ線管に印加された電圧を検出する管電圧検出器を設
け、前記負荷条件判定回路から出力されるインバータへ
の入力電源回路条件信号と管電圧設定信号と前記管電圧
検出信号とを前記管電圧制御回路に入力し前記インバー
タを制御することにより、更に管電圧を設定に対し正確
に制御することを可能とするものである。

〔作用〕

負荷（管電圧、管電流）が設定されると、それらの設定
値に対応した信号が負荷条件判定回路に入力される。負
荷条件判定回路は予め設定された負荷の所定値に対し上
記設定値が大きいか小さいかを判定する。この判定結果
に従って、インバータ入力電源回路形成手段及び切替手
段は制御され、インバータ入力電源回路はインバータ入
力電源回路形成手段によって、負荷が所定値より大きい
ときには倍電圧整流回路とされ、逆に負荷が小さいとき
には全波又は半波整流回路とされる。これと対応してイ
ンバータは切替手段により、負荷が大きいときにはフル
ブリッジ回路に、また負荷が小さいときにはハーフブリ
ッジ回路に形成される。

このように切替接続することによって、負荷が大きいと
きにはインバータへ入力する電圧は１倍電圧整流回路に
よって商用電源電圧の約２倍に高められて供給される。

これにより高圧変圧器の昇圧比、即ち一次巻線と二次巻
線との巻数比を小さくするとともにインバータ電流の低
減を計れる。

したがって、高圧変圧器の小型・軽量化と、インバータ
の半導体デバイスの小容量化が計れる。

一方、負荷が小さいと門には、インバータ入力電源回路
は全波又は半波整流回路として構成されろとともに、そ
の出力電圧の１／２がハーフブリッジ回路のインバータ
へ出力されるので、インバータ入力電圧が低く設定でき
る。したがって、インバータの制御において、周波数を
著しく低下させたり１位相差を大きくせずども良くなり
１周波数制御力式のインバータ動作周波数低下による高
圧変圧器の大型化の防止が計れ、位相差制御方式におけ
る位相差を大きくすることにともなう管電圧制御の困難
さを招くことがなくなる。

また、実際にＸ線管に印加された電圧を管電圧検出器に
より検出し、インバータ入力電源回路条件信号と管電圧
設定信号と管電圧検出信号とを管電圧制御回路に入力し
、これらの信号からインバータを制御する信号を作成し
てインバータを制御することにより、管電圧は設定値に
対しより正確に制御される。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を第１図乃至第３図より説明する
。

第１図は本発明の一実施例によるインバータ式Ｘ線発生
用電源装置の主要回路を示している。そして、本発明は
管電圧制御に係わるものであるため、第１図はそれに関
係した主要部のみを示している。図において、１，２は
ダイオード、３，４はサイリスタで、これにより単相全
波整流回路を構成する。５，６は逆並列に接続されたサ
イリスタで、前記ダイオード１，２とコンデンサ９゜１
０とで倍電圧整流回路を構成するときのみ導通させる。

７，８も逆並列に接続されたサイリスタで、インバータ
回路をハーフブリッジ構成とするときのみ導通させる。

１１．１２，１３，１４はトランジスタ、１５゜１６．
１７．１８はダイオードでこれらでフルブリッジインバ
ータを構成し、ハーフブリッジインバータのときはトラ
ンジスタ１３．１４のみを動作させ１〜ランジスタｉｘ
、１２は動作させない。

１９は高圧変圧器の２０の一次巻線に直列接続された共
振用コンデンサ、２１は高圧変圧器の出力電圧を整流す
る整流回路、２２はｘｉ管２３のアノードとカソード間
に印加される電圧（以下、管電圧と記す）を検出する抵
抗、２４は管電圧設定値と前記管電圧検出値とを比較し
、この両者が一致するように前記インバータを制御する
周波数信号又は位相差信号を生成する電圧制御器、２５
゜２６は電圧制御器２４の出力信号を増幅し、インバー
タのトランジスタ１１，１２，１３，１４のベースへそ
れを供給するベースドライブ回路で、インバータがフル
ブリッジのときは２５．２６の両方が、ハーフブリッジ
のときは２６のみ動作する。

２７は管′Ｉａ流設定設定値きさを判定する管電流設定
値判定回路、２８は管電圧設定値の大きさを判定する管
電圧設定値判定回路、２９は前記管電流設定値判定回路
２７の出力と管電圧設定値判定回路２８の出力とより負
荷の大きさを判定する負荷条件判定回路、３０，３１．
３２は負荷条件判定回路２９の判定結果により、前記サ
イリスタ３゜４．５，６，７．８を導通制御するための
ゲート回路である。

上記構成において、先ずインバータ直流入力電源回路を
倍電圧整流回路及び全波整流回路に構成する方法につい
て説明する。

倍電圧整流回路を構成するときは、サイリスタ３．４を
非導通に、サイリスタ５，６を導通にする。すると、ダ
イオード１，２とコンデンサ９゜１０とで第２図（Ａ）
に示す倍電圧整流回路が構成され、インバータの直流入
力電圧は商用電源の２倍の電圧を整流したものとなる。

また、全波整流回路を構成するときは、サイリスタ３，
４を導通に、サイリスタ５，６を非導通にすると、第２
図（Ｂ）に示す全波整流回路が構成され、上記の半分の
電圧がインバータの入力電圧となる。また、前述のよう
にインバータ回路をフルブリッジ回路とするときは、サ
イリスタ７゜８は非導通とし、ハーフブリッジ回路にす
るときは、前記サイリスタ７．８を導通とし、かつトラ
ンジスタ１１と１２は駆動しない（第３図）。

次に、第１図により上記実施例の回路動作を説明する。

先ず、被検者の撮影部位に応じたＸ線条件（管電圧、管
電流、Ｘ線放射時間）を設定する。

いま、負荷が大きいとき、たとえば撮影時のように管電
圧、管電流ともに大きいときは、その条件に対応した管
電圧及び管電流の設定信号が管電圧設定値判定回路２，
７．管電流設定値判定回路２８に入力すると、負荷条件
判定回路２９で負荷が大きいと判定される。負荷が大き
い場合にはインバータの入力電圧を高くする必要がある
ので。

前記負荷条件判定回路２９からサイリスタのゲート回路
３０にはサイリスタ３，４を非導通に、ゲート回路３１
にはサイリスタ５，６を導通に、そしてゲート回路３２
にはインバータをフルブリッジにするためにサイリスタ
７．８を非導通にする信号を送出する。

これによって、インバータ直流入力電源回路は単相倍電
圧整流回路、インバータ回路はフルブリッジ回路となる
。また、負荷条件判定回路２９はこのような回路条件で
あることを伝える信号を電圧制御回路２４にも送出する
。すると、電圧制御回路２４はＸ線管電圧設定信号と管
電圧検出抵抗２２からの管電圧検出信号及び負荷条件判
定回路２９からの信号とにより、管電圧を設定値にする
ために必要なインバータへの制御信号を生成する。

この制御信号はトランジスタ１１．１２の駆動用ベース
ドライブ回路２５．トランジスタ１３゜１４の駆動用ベ
ースドライブ回路２６で増幅されてそれぞれのトランジ
スタのベースへ供給される。

ここでｘＩｆＡ曝射信号（図示省略）を入力すると、交
流電源電圧は前述の倍電圧整流回路にて整流・平滑され
、入力電圧より高められてインバータへ印加される。・
ｒンバータは前記制御信号に対応した周期で、ベースド
ライブ回路２５と２６とによりトランジスタ１１と１４
、及び１２と１３とを対として交互にターンオン／ター
ンオフするスイッチング動作を開始し、コンデンサとイ
ンダクタンスで定まる振動周期の電流（共振電流）が高
圧変圧器２０に流れる。

振動周期を定めるコンデンサとインダクタンスのうち、
コンデンサは高圧変圧器２０の一次巻線に直列接続され
た共振用コンデンサ１９と、高圧変圧器２０の二次巻線
の層間に存在する浮遊容量と、高圧ケーブルの浮遊容量
（図示省略）とであり、インダクタンスは高圧変圧器２
０の漏洩インダクタンスと配線のインダクタンスとであ
る。

トランジスタ１１．１４がターンオンされた前記周波数
の周期の半周期間内において、共振電流は先ず、トラン
ジスタ１１→共振コンデンサ１９→高圧変圧器２０の一
次巻線→トランジスタ１４の回路で共振周波数の弧を描
いて流れ、ある時間（共振周期の１７２）経過後に共振
電流が零となり、今度は逆方向にダイオード１８→高圧
変圧器２０の一次巻線→共振コンデンサ１９→ダイオー
ド１５の回路で流れる。そして、トランジスタ１１．１
４がターンオフし、次の半周期には、トランジスタ１２
．１３がターンオンする。すると、上記に対し、トラン
ジスタ及びダイオードを入れ替えた回路で共振電流が流
れる。

この高圧変圧器２０の一次巻線を流れる一次電流から高
圧変化器２０の励磁電流と二次巻線の浮遊容量に流れる
電流とを減じた交流電流が整流回路２１で整流され、高
圧ケーブルの浮遊容量で平滑されてｘｉ管２３へ印加さ
れる。

管電圧検出用抵抗２２により検出された実際の管電圧に
対応した信号は電圧制御回路２４に入力され、設定管電
圧信号とそれとの差が零となるように、インバータの動
作周波数あるいは位相差を制御するための信号が作成さ
れ、この信号はベースドライブ回路２５．２６を介して
トランジスタ１１〜１４のベースに与えられる。

これにより、次の周期におけるインバータの動作周波数
あるいは位相差が補正され、管電圧が設定値に対し正確
に制御される。

次に、撮影時で管電圧、管電流が中間位のときは、イン
バータ入力電圧をそれほど高くする必要がないので、イ
ンバータ直流入力電源回路は単相余波整流回路、インバ
ータ回路はフルブリッジ回路となるようにする。すなわ
ち、負荷が管電流設定値判定回路２７．管電圧設定値判
定回路２８゜負荷条件判定回路２９により中間負荷条件
と判定されると、前記負荷条件判定回路２９からサイリ
スタのゲート回路３０にはサイリスタ３，４を導通に、
ゲート回路３１にはサイリスタ５，６を非導通に、ゲー
ト回路３２にはサイリスタ７．８を非導通にしてインバ
ータ回路をフルブリッジ回路にする信号を送出する。負
荷条件判定回路２９は同時に上記の回路条件であること
を伝える信号を電圧制御回路２４にも送出する。

電圧制御回路２４は管電圧設定信号と管電圧検出信号、
負荷条件判定回路からの信号とにより管電圧を設定値に
するために必要なインバータへの制御信号を生成する。

この制御信号はベースドライブ回路２５．２６で増幅さ
れてインバータのトランジスタ１１〜１４のベースへ供
給される。以後の動作は前述した負荷が大きい場合と同
様であるので説明を省略する。

次に、透視時のような負荷が小さい場合はＸ線管の等価
抵抗が非常に大きいので、第１図では省略したが整流回
路２１とＸ線管２３とを接続する高圧ケーブルの浮遊容
量の平滑作用のため、インバータ入力電圧を負荷が大き
いときと同じにすると管電圧が設定値よりも非常に高く
なるので、これを抑制するためにはインバータの周波数
や位相の制御に特別の工夫を必要とし、制御が複雑にな
る。そこで１本発明ではインバータの入力電圧をさらに
低くするもので、インバータ直流入力電源回路は単相余
波整流回路、インバータ回路はハーフブリッジ回路とす
るのである。負荷条件判定回路２９が上記の負荷条件を
判定すると、負荷条件判定回路２９からはサイリスタの
ゲート回路３０にはサイリスタ３，４を導通に、サイリ
スタのゲート回路３１にはサイリスタ５，６を非導通に
、サイリスタのゲート回路３２にはサイリスタ７゜８を
導通にする信号を送出する。また、負荷条件判定回路２
９はこれらの回路条件を伝える信号を電圧制御回路２４
にも送出する。この信号により電圧制御回路２４はトラ
ンジスタ１３．１４のみを駆動する信号を生成し、これ
をベースドライブ回路２６に送出する。

したがって、ベースドライブ回路２５からはトランジス
タ１１．１２を駆動する信号が出力されず、インバータ
回路はハーフブリッジ回路となり。

インバータには全波整流電圧の半分の電圧が印加される
。電圧制御回路２４は管電圧設定信号、管電圧検出信号
、負荷条件判定回路からの信号とにより管電圧を設定値
にするために必要なインバータへの制御信号を生成する
。この制御信号はベースドライブ回路２６で増幅されて
インバータのトランジスタ１３．１４へ供給される。イ
ンバータは前記制御信号に対応した周期でトランジスタ
１３と１４とを交互にターンオン／ターンオフするスイ
ッチング動作を開始し、コンデンサとインダクタンスで
定まる振動周期の電流（共振電流）が高圧変圧器２０に
流れる。トランジスタ１３がターンオンされた前記周波
数の周期の半周期内において、共振電流は先ず、トラン
ジスタ１３→高圧変圧器２０の１次巻線→共振コンデン
サ１９→サイリスタ８の回路で共振周波数の弧を描いて
流れ、ある時間（共振周期の１７２）経過後に共振電流
が零となり、こんどは逆にサイリスタ７→共振コンデン
サ１９→高圧変圧器２０の１次巻線→ダイオード１７の
回路で流れる。そして、トランジスタ１３がターンオフ
し１次の半周期には、トランジスタ１４がターンオンす
る。すると、上記に対し、トランジスタ及びダイオード
を入れ替えた回路で共振電流が流れる。この高圧変圧器
の出力を整流回路２１で整流し、これをＸ線管２３に印
加する。

管電圧検出信号と管電圧設定信号が電圧制御回路２４で
比較され、その差が零になるように、インバータの周波
数あるいは位相差を制御するための信号が作成され、こ
の信号はベースドライブ回路２６を介してトランジスタ
１３．１４のベースに与えられる。これにより、次の周
期におけるインバータの動作周波数あるいはパルス幅が
補正され、管電圧が設定値に対して正確に制御される。

以上の実施例によれば、インバータ直流入力電圧とイン
バータ回路を、負荷の大きさに応じて構成することによ
り、下記の効果がある。

すなわち、第１の効果は負荷が大きい場合、インバータ
回路をフルブリッジ回路とし１倍電圧整流電圧をこのイ
ンバータに印加する。これによって、インバータ及び高
圧変圧器の１次巻線への印加電圧は、従来装置のように
電源電圧を余波整流したものではなく、約その２倍の電
圧となるので。

高圧変圧器の巻数比は従来の約１７４程度にでき、高圧
変圧器は著しく小型、軽量化されるとともに巻数比を小
さくできることから、２次巻線の浮遊容量も小さくでき
、高圧変圧器の効率も良くなる。

また、インバータの入力電圧を高くしたため、インバー
タ電流が低減し半導体デバイスには容量の小さいものの
使用が可能になる。

第２の効果は、負荷が小さい場合、インバータ回路をハ
ーフブリッジにし、全波整流電圧を分割して前記インバ
ータに印加するので、インバータの入力電圧を低くでき
、これによってインバータを高い周波数で動作させるこ
とができるので、リップルが小さく、安定した管電圧制
御が可能となる。また、負荷が中間の場合は、インバー
タ回路をフルブリッジとし、これに全波整流電圧を印加
すれば、この領域において最適な管電圧制御ができる。

第１図の実施例では、負荷が大きい場合、中間の場合、
小さい場合に分けて、゛・、インバータ回路とインバー
タ直流入力電源回路とを組合わせたが、。

これに限定するものではなく、前述したと同様の効果が
得られるならばどのような組合わせでもよい。

また１倍電圧整流回路と全波整流回路の切替え手段とし
てサイリスタ３，４および５，６を用い、これらをｊｐ
−なるスイッチとして動作させたが、これらのゲート位
相を制御することにより、さらに広範囲に渡る管電圧制
御ができる。

さらに１本発明は種々の変更が可能であり、上記実施例
はインバータは直列共振型で説明したが。

他の共振型でもよい、また、インバータの半導体デバイ
スとしてトランジスタを用いた例を示したが、他の自己
消弧素子でも、サイリスタのような自然消弧素子でもよ
い。

なお、上記実施例では負荷が小さいとき、全波整流電圧
を分割した電圧をインバータに印加したが、これは第６
図に示すようにしてもよい。

第６図の構成は、インバータ直流入力電源回路とインバ
ータ回路のみを示し、負荷条件の判定。

電圧制御回路等は第１図とほぼ同様であるので省略して
いる。

第６図において、負荷が大きいときはサイリスタ７．８
非導通とし、インバータ回路をフルブリッジ回路とする
と、インバータにはダイオード１゜２とコンデンサ９，
１０とで構成された倍電圧整流回路の出力電圧が印加さ
れる。

負荷が小さいときは、サイリスタ７．８を導通とし、ト
ランジスタ１１．１２は動作させず、トランジスタ１３
．１４のみ動作させハーフブリッジインバータとする。

すると、負荷にはコンデンサ９と１０に充電された単相
半波整流電圧がインバータ動作周波数の半周期毎に印加
され、負荷が大きいときの約半分の電圧が印加される。

この第６図の実施例によれば、簡単な回路構成でほぼ第
１図の実施例と同様の効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明の請求項１によれば、インバ
ータ直流入力電源回路とインバータ回路を、負荷の大き
さに応じて切替えることによって、インバータ回路に適
切な電圧を印加することができるので、高圧変圧器の小
型化、インバータ電流の低減゛及び広範囲の負荷に対し
てリップルの小さい安定した管電圧制御ができる。また
、請求項２によれば、管電圧を設定値に対して正確に制
御できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すインバータ式Ｘ線発生
用’１！源装置の主回路図、第２図は電源と整流回路と
の接続状態を示す図、第３図はハーフブリッジ構成時の
インバータ回路接続図、第４図は直列共振型インバータ
の負荷抵抗と出方電力との関係を示す図、第５図は周波
数制御方式の共振型インバー９　（１）　Ｖ　Ｏ／　Ｖ
　ｉ　ｋ　’Ｆ　ｉ　／　Ｆ　ｒ　（７）　関係を示す
図、第６図は本発明のその他の実施例における整流回路
とインバータ回路の接続状態を示す図である。 １．２・・・ダイオード、３〜８・・・サイリスタ、９
゜１０・・・平滑用コンデンサ、１１〜１４・・・トラ
ンジスタ、１９・・・共振用コンデンサ、２０・・・高
圧変圧器、２１・・・整流回路、２３・・・Ｘ線管、２
４・・・電圧制御回路、２５．２６・・・ベースドライ
ブ回路。 ２７・・・Ｘ線管電流設定値判定回路、２８・・・Ｘ線
管電圧設定値判定回路、２９・・・負荷条件判定回路。 ３０〜３２・・・サイリスタのゲート回路。 第２０ （Ａ）　　　　　　　　　　　　（δ）第３の 第４　ロ １．才Ｒ・ め”＃：Ｊ ｙＦｒ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電源電圧を受電しそれを整流する整流回路と、
   この整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、この平
   滑回路の出力電圧を高周波交流に変換するインバータと
   、このインバータの出力電圧を昇圧する高圧変圧器と、
   この高圧変圧器の出力電圧が整流・平滑されて印加され
   るＸ線管と、前記インバータを制御して前記Ｘ線管に印
   加される電圧を制御する管電圧制御回路とを備えたイン
   バータ式Ｘ線発生用電源装置において、前記インバータ
   をフルブリッジ回路とハーフブリッジ回路との両者が切
   り替え可能に構成するとともに、前記整流回路と平滑回
   路とで倍電圧整流回路又は全波若しくは半波整流回路を
   択一的に形成するインバータ入力電源回路形成手段と、
   前記インバータをフルブリッジ回路又はハーフブリッジ
   回路に切り替える切替手段と、前記全波又は半波整流回
   路が選択されたときその出力電圧の１／２を前記ハーフ
   ブリッジ回路のインバータへ出力する手段と、前記Ｘ線
   管への負荷の設定値が所定値より大きいか小さいかを半
   定しその結果により前記インバータ入力電源回路形成手
   段と前記切替手段とへ所定の切替え信号を出力する負荷
   条件判定回路とを備えたことを特徴とするインバータ式
   Ｘ線発生用電源装置。 ２、前記Ｘ線管に印加された電圧を検出する管電圧検出
   器を備え、前記負荷条件判定回路から出力されるインバ
   ータへの入力電圧回路条件信号と管電圧設定信号と前記
   管電圧検出信号とを前記管電圧制御回路に入力し前記イ
   ンバータを制御することを特徴とする請求項１に記載の
   インバータ式Ｘ線発生用電源装置。