JPH0229123A - 出力段の電流を防止するフィードバックを有する高速論理回路 - Google Patents
出力段の電流を防止するフィードバックを有する高速論理回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0008—Arrangements for reducing power consumption
- H03K19/0013—Arrangements for reducing power consumption in field effect transistor circuits
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
容量に起因するゲート遅延を減少する問題に関する。
aAsDCFL (ガリウム砒素直結FETゲート、D
irect Coupled FET Logic)
、及びGaAsスーパーバッファとして知られているロ
ジック回路群がある。従来のシリコンCMO3,GaA
sDCFL、及びGaAsスーパーバッファの代表例を
第1図、第2図及び第3図に夫々示す。
。FETロジック回路10は1つ以上の入力端子11、
ll’、、、、 と出力端子12とを有する。具体的に
は、この回路はSi、GaASまたはその他の半導体の
FETを用いたキャパシタンス駆動用論理回路を意図し
たものである。
技術において、ロジック段と出力に接続された他のロジ
ック段との間の相互接続部14は各々回路10に対して
やっかいな寄生キャパシタンス13を生ずることを避け
えない。この寄生キャパシタンス13の大きさは例えば
200xlO−15のオーダーである。寄生キャパシタ
ンス13はゲート遅延に関係し、このためロジックシス
テム全体の応答速度を制限してしまうことになる。
ドレイン・ソース回路、インピーダンス手段Z、接合点
16及び出力相互接続点14を通じて出力12に接続さ
れている。寄生キャパシタンス13は出力12とアース
の間に存在する。トランジスタ23は出力12のプルア
ップ素子として作動する。接合点16は電圧プルダウン
回路Yを通じて基準電圧、即ちアースにも接続されてい
る。
類の形態をとることができる。インピーダンス手段はイ
ンピーダンス即ち電圧シフト回路、またはダイオード手
段または短絡回路でもよい。
ゲート電極に接続されている接合点30に電流を供給す
る。信号変換器20は数種類の形態が考えられるが、信
号人力11をFET23のゲート電極に相互接続し、F
ET23を制御するのに用いられる。本発明の回路の非
常に重要な付加的特徴の1つは、接合点16とFET2
3のゲートとの間に接続されたインバータ手段22であ
る。プルダウン回路Yが能動素子の場合、信号変換器2
0とプルダウン回路Yとを破線19で相互接続する。
タンス13による遅延効果を最小にすることである。こ
の目的は、FET23によってCを急速に充電し、出力
が「高」になったら実質的にFET23をオフにするこ
とによって達成することができる。第4a図では、プル
ダウン手段Yは接合点16とアースとの間に接続された
受動抵抗24bとして示されている。第4B図は第4図
の他の実施例であり、ここではプルダウン手段YはFE
T24aとして示されている。第4b図もまた信号変換
器20をFET20aの形で示しており、ドレイン・ソ
ース回路は接合点30とアースとの間に接続されている
。また、FET20aのゲートは直接人力11に接続さ
れている。入力11はF E’T 24 aのゲートに
も接続されている。
るので、電圧源■。からFET23のドレイン及びソー
スを通り、出力接合点16、FET24aのドレイン及
びソース、基準電位即ちアースに接続されたソース電極
までの回路経路をたどることができる。別の変更例では
、FET23に抵抗50が並列に接続されている。接合
点16はインバータ22の入力にも接続されており、イ
ンバータ22の出力はFET23のゲートに接続されて
いる。
ノア(NOR)構成で示され、1対の入力11及び11
”はFET23c及び23dのゲート電極に接続されて
いる。また、第4d図はナンド構成として接続された信
号変換器20を示しており、FET20e及び20fが
接合点30とアースとの間で直列に接続されている。第
4e図はノア論理ゲートの他の実施例を示す。1対の入
力11及び11’ はデイブレジョン型FET20j及
び20にのゲート電極に接続されている。
点26とデイブレジョン型FET27とを通じて接地さ
れている。デイブレジョン型FET27は接合点26に
インピーダンスを与える。接合点26はFET24のゲ
ート電極と接続されている。入力トランジスタの内の1
つが通電すると、接合点26に発生する電圧はプルダウ
ンFET24をオンにする効果がある。本実施例ではF
ET23と接合点16との間のインピーダンス素子Zは
ダイオードZ″の形で示されている。また、インバータ
22はデイブレジョン型FET22”及びダイオード2
8によって構成されている。更に、ダイオード28はF
ET22”をアースに接続する。
示す、第4f図にはFET20mと2゜nのゲート電極
に接続された2つの入力端子11.11’ を有する論
理回路が示されている。この回路は、複数のFET20
m、20n、23.24a、27′ (変更例4gを用
いる時)、及び22゛ (第41図のインバータが用い
られる時)を含む。人力11はFET20mのゲート電
極に接続されており、入力11”はFET2Onのゲー
ト電極に接続されている。FET20m及び20nのソ
ース電極は端子26”に接続され、更にインピーダンス
素子Aを通じてアースされている。
いる。FET20m及び2Onのドレイン電極は電流手
段15の出力端子に接続されている。
、その結果インピーダンスAを横切って接合点26′に
生じる電圧はプルダウンFET24aをオンするのに十
分な電圧となる。前述したように、電圧源■DDはFE
T23のドレイン・ソース回路、接合点16及びFET
24aのドレイン・ソース間を通ってアースされている
。更に別のインピーダンスBもFET24aと並列に、
接合点16とアースとの間に接続されている。
ドを接続されたFET27’ の形で示されている。イ
ンピーダンスAは第4h図に示したような抵抗の形をと
ってもよい。第41図では第4f図の一般的なインバー
タ22は、FET22′とダイオード手段28として示
され、ここでは接合点16がFET22’ のゲートに
接続され、FET22’ のドレインが端子30及びF
ET23のゲートと接続され、FET22’ のソース
がダイオード28を介して接地されている。第4f図の
インピーダンスBは、第4j図では抵抗B′として、ま
た第4に図ではダイオード接続のデプレッション型FE
T B”として示されている。
ある。初期状態において、人力11.11°は「低」状
態にあり、従ってFET20m、20nはオフであると
仮定する。この時、電流源15からこれらのFETには
電流は流れず、インピーダンスAに小さな電位が存在す
るのみであるので、FET24aもオフ状態にある。こ
のような初期状態において、FET23は電流源15か
らのバイアスによって急速に高導電状態となり、キャパ
シタンス13は急速に充電され、出力電圧もや、速に上
昇する。FET22’ とダイオード28で構成され
ているインバータ22は、初めは非導電状態にあり、端
子30とアース間に高いインピーダンスを与える。しか
し、出力電圧の急速な上昇によってスレショルド電圧に
達し、FET22°及びダイオード28(即ち、インバ
ータ)は導電状態になり、電流−[15からの電流はF
ET22゛のドレイン・ソース間及びダイオード28を
介してアースに流される。その結果、接合点16の電圧
は制限され、以前導電度が非常に高かった電圧プルアッ
プFET23は実質的に非導電状態になり、インピーダ
ンスBに必要な電流と出力負荷電流のみを供給する。こ
の時相当量の電流を導電しているFETはインバータF
ET22”のみである。したがって、この回路は初めに
FET23を完全にオン状態にして出力電圧を栄、速に
上昇させ、素早く寄生キャパシタンス13を充電し、ゲ
ート遅延を減少するのに効果がある。更にインバータ回
路22の動作によってFET23が実質的にオフになる
。
T20mまたは2Onがオンになったと仮定する。この
結果起こるインピーダンスAにおける電圧降下はFET
24aもオンにする効果がある。FET20m及び20
nのいずれが1つが導電状態になることにより、電流I
の全てを引き込むことができ、したがって端子30の電
圧は「低」となる。FET23はこのようにバイアスさ
れオフになり、電流■2は零または殆ど零になる。導電
状態のFET24aはキャパシタンス13を急速に放電
し、接合点16及び12の出力電圧を低い値に減少させ
る。キャパシタンス13を放電した後、導電状態のFE
T24aは事実上いかなる電流も低下させることはない
。この時出力12は「低」である。
に示す。第5図の第4図に対応する部分には同一符号が
用いられている。
を有する論理回路を示す。この回路は多数のエンハンス
メント型GaAsFET20g、20h、21.22”
23.24.24゛を含む。FET20gと24の
ゲートに入力11が接続され、FET20hと24゛の
ゲートに入力II′が接続されている。FET20g、
20h。
段15の下端30に接続されている。本実施例では電流
手段15はエンハンスメント型FET21として示され
ており、ソース電極は端子30に接続され、ドレイン電
極は接合点31を介して電圧源vanに接続されている
。電圧源VOOの電圧は例えば2ボルトに設定されてい
る。FET21のゲート電極はバイアス抵抗R,を介し
てドレイン電極に接続されている。バイアス抵抗R1は
例えば100にオームの抵抗値を有する。電流手段15
は端子30に電流■1を供給する。電流手段15は第5
a、5bまたは50図に示されているような別の形式の
ものでもよい。
、接合点16(したがって相互接続点14と出力12)
、及び抵抗Rzを通ってアースまで回路経路をたどるこ
ともできる。抵抗R2は例えば100にオーム台の抵抗
値を有する。抵抗R2と並列に前述のキャパシタンス1
3が設けられている。同じく抵抗R2と並列にFET2
4及びFET24’ の出力回路が接続されている。し
たがって、接合点16からFET24及びFET24”
のドレイン電極からソース電極を経て接地でき、これら
のソース電極は前述のように接地されている。インバー
タ22はエンハンスメント型FET22”で構成され、
そのゲートは接合点16に、ドレインはFET23のゲ
ートに夫々接続され、ソースは接地されている。抵抗R
2は第5d図に示すようにトランジスタの形式でもよい
。
図を参照)。トランジスタ21は電流手段を形成し、端
子30の電流1.は下記のように表される。
においてV、はゲート・ソースダイオード電流、v7は
スレショルド電圧、K“は利得、IRIはバイアス抵抗
R1を通過する電流である。上述のゲート・ソースダイ
オードはGaAsFETに固有のものである。
4′はオフであると仮定する。また、時点し、において
人力11は「高」で、FET20h及び24“はオンで
あると仮定する。導電状態のFET20gによって電流
■の全てが引き込まれるので端子30の電圧は「低」に
なる。したがって、FET23は非導電状態となり、電
流I2は零または殆ど零になる。上述のオン状態のトラ
ンジスタ24は、初めにキャパシタンス13を放電した
後は、事実上電流を低下させることはない。この時出力
12は「低」である。
ET20g及び24がオフになりFET23が完全にオ
ンになる(時点tz)。FET23の低インピーダンス
出力回路によって高い電流が初めに流れ、出力12が「
高」になるにしたがってキャパシタンス13が充電され
る。初期時間中、FET23がオンになるとFET22
’ はオフになる。出力電圧がFET22’をオンにす
るのに必要なスレショルド電圧より低い間、FET23
は送出し得る限りの電流をキャパシタンス13に供給す
ることができる。充電が進むにつれ出力電圧がスレショ
ルド電圧まで上昇し、FET22’が導電状態になり電
流I、を低下させる。出力12(即ち接合点16)の出
力電圧はFET22”が電流Iを実質的に全て引き込む
のに十分なだけ上昇する。この時、FET23のゲート
バイアスは電流1、をほとんど零まで減少し、抵抗R2
を駆動するのに必要な直流電流及びFET22’ と出
力負荷に必要なわずかなゲート電流のみを供給する。こ
こで、入力11が「高」になりFET20g及び24が
オンになったとする(時点t3)。
子30の電圧は「低」となり、FET23はオフとなり
、電流12は零になり、電流パルス1、がFET24を
流れてキャパシタンス13を放電し、出力12は零にな
る。
る電圧及び電流のおおよその波形を示す。
0gを流れる電流の波形、曲線Cは端子30及びFET
23のゲートにおける電圧の波形、曲線dはFET23
を流れる電流I2の波形、曲線eは出力端子23におけ
る電圧波形、曲線fはFET22”を流れる電流の波形
、曲線gはFET24を流れる電流の波形を夫々示す。
び24″はエンハンスメント型FETとして記載されて
いるが、第5図に示すようにこれらは正確に同一サイズ
である必要はない。FET21はチャンネルの長さ/幅
寸法が2.5/1 (ミクロン)、FET24.24°
及び23は20/1、FET22“ は5/1と示され
ている。しかしながら、これらのFETは自由に変更す
ることができる。
外の形態でもよく、数種類の典型的な変更例が第5a、
5b、50図に示されている。第5a図では抵抗が示さ
れ、第5b図ではデイブレジョン型FET51がFET
21にバイアス電流を与えるように構成され、第5C図
ではデイブレジョン型FET52が示されている。また
、第5図の抵抗R2も他の形態でもよく、そのl変更例
が第5d図に示されている。
ET23のゲートに接続されているので、出力電圧(出
力12及び接合点16)が所望値、この場合はFET2
2°のスレショルドレベル、に達すると初期状態で完全
にオンであるFET23(時点tz)はインバータ手段
22によって直ちに低下される。重要な機能はインバー
タ手段の信号がFET23の導電度を低下させるように
接続されていることであり、この接続がゲートへの直接
接続よりも間接的回路経路をより多く含んでいる。
し以下に述べるような利点がある。
はCaAsDCFLより動作が速い。
マージンを有する。
FLやその他の回路よりかなり速くそして低い消費電力
で高キャパシタンスを駆動することができる。(即ち、
キャパシタンス充電電流は比較的大きく出力が「高」に
なった後この電流はほとんどオフになるため、電力を節
減することができる)。
トランジスタ(エンハンスメント型)しか必要としない
。
は本発明の一般的構成を表す回路図、第4a、4b、4
c、4d及び4d図は夫々第4図の変更例を示す回路図
、第5図は本発明による具体的実施例を示す回路図、第
5a、5b及び50図は第5図の第1の部分の変更例を
示す回路図、第5d図は第5図の第2の部分の変更例を
示す図、第6図作動中の回路内における種々の点におけ
波形図である。 11、 、 、 、入力端子、12.、、、出力端子、
13、、、、キャパシタンス、15.、、、電流手段、
16.、、、接合点、20.、、、信号変換器、22.
、、、インバータ手段、23.、、。 FET。 FIG、 1 FIG、 3
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、論理出力端子においてスイッチング時間の遅延の原
因となるキャパシタンスのための、ゲート電極とドレイ
ン及びソース出力電極を有する複数のエンハンスメント
型FETと電流手段とを含むキャパシタンス駆動論理回
路であって、 電圧源と出力端子とを相互接続する出力電極を有する第
1のFETと、 前記出力端子と電圧基準とを相互接続する出力電極と導
電度を制御するための信号源と接続されたゲート電極と
を有する第2のFETと、 前記第1のFETのゲート電極と接続された出力端子を
含む端子を有する電流手段と、前記電流手段の出力端子
と前記電圧基準とを相互接続する出力電極と導電度を制
御するための信号源と接続されたゲート電極とを有する
第3のFETと、 前記電流手段の端子と前記電圧基準とを相互接続する出
力電極と前記出力端子に接続されているゲート電極とを
有する第4のFETとからなる論理回路。 2、論理出力端子においてスイッチング時間の遅延の原
因となるキャパシタンスのためのFETキャパシタンス
駆動論理回路において、電源によって付勢するための第
1の電力端子と、 ソース電極、ドレイン電極及びゲート電極を有し、ドレ
イン電極が前記第1の電力端子に接続され、ソース電極
が論理出力端子に接続された第1のエンハンスメント型
GaAsFETと、 ソース電極、ドレイン電極及びゲート電極を有し、ソー
ス電極が電圧基準に接続され、ドレイン電極が前記第1
のFETのソース電極と接続された第2のエンハンスメ
ント型GaAsFETと、 ゲート電極が前記第1のFETのソース電極に接続され
、ドレイン電極が前記第1のFETのゲート電極に接続
され、ソース電極が前記基準に接続された第3のエンハ
ンスメント型GaAsFETと、 ゲート電極が信号入力端子と前記第2のFETのゲート
電極に接続され、ソース電極が前記基準に接続され、ド
レイン電極を有する第4のエンハンスメント型GaAs
FETと、前記第1のFETのゲート電極と前記第3の
FETのドレイン電極と前記第4のFETのドレイン電
極に接続された出力端子を含む複数の端子を有する電流
手段と、 前記論理出力と前記基準との間に接続された抵抗とを含
む論理回路。 3、ゲート電極とドレイン及びソース電極を含み電圧源
と論理出力端子とを相互接続する出力回路とを有し、導
電時に前記出力端子の電圧プルアップ装置として作動す
る第1のFETと、 ゲート電極とドレイン及びソース電極を含む出力電極と
を有し、前記出力電極は前記論理出力端子と電圧基準と
を相互接続する第2のFETと、 前記第1のFETのゲート電極に接続された出力端子を
含む複数の端子を有する電流手段と、 ゲート電極とドレイン及びソース電極を含む出力電極と
を有し、該出力電極は前記電流手段の出力端子と前記基
準とを相互接続し、前記電圧基準と直列に設けられたイ
ンピーダンス手段を直列に接続され、導電度を制御する
ための信号がゲート電極に接続された第3のFETと、 前記第2のFETと前記インピーダンス手段との接続手
段と、 制御端子と出力端子とを有し、前記制御端子は前記論理
出力端子に接続され前記論理出力端子の電圧レベルを検
出し、前記出力端子の内の一方が前記第1のFETのゲ
ート電極に接続され、他方の出力端子は前記電圧基準に
接続され、前記制御端子で検出される電圧にスレショル
ドを設け、前記第1のFETのゲート電極に信号を供給
しプルアップを前記スレショルドレベルに制限するイン
バータ手段とからなるFET論理回路。 4、論理出力端子においてスイッチング時間の遅延の原
因となるキャパシタンスのためのFETキャパシタンス
駆動論理回路において、ゲート電極とドレイン及びソー
ス電極を含む出力電極とを有し、前記出力電極は第1の
ダイオード手段と直列に接続され、電圧源と論理出力端
子とを相互接続する第1のFETと、 前記論理出力端子と電圧基準とを相互接続するドレイン
及びソース出力電極を有する第2のFETと、 前記第1のFETのゲートに接続された出力端子を含む
複数の端子を有する電流手段と、ゲート電極とドレイン
及びソース電極を含む出力電極とを有し、前記出力電極
はインピーダンス手段と直列に接続され、前記電流手段
の出力端子と前記基準とを相互接続し、導電度を制御す
るための信号がゲート電極に接続された第3のFETと
、 前記第2のFETと前記インピーダンス手段との接続手
段と、 ゲート電極とドレイン及びソース電極を含む出力電極と
を有し、前記出力電極は第2のインピーダンス手段と直
列に接続され前記電流手段の出力端子と前記基準とを相
互接続し、前記ゲート電極は前記論理出力端子に接続さ
れた第4のFETとからなることを特徴とする論理回路
。 5、論理出力端子においてスイッチング時間の遅延の原
因となる固有のキャパシタンスのためのFETキャパシ
タンス駆動輪理回路において、 電圧源によって付勢される第1の電力端子と、 ダイオードと、 ドレイン電極が前記第1の電力端子と接続され、ソース
端子が前記ダイオードを介して論理出力端子に接続され
た第1のGaAsFETと、 ドレイン電極が前記第1のFETのソース端子に接続さ
れ、ソース電極が電圧基準に接続された第2のGaAs
FETと、 ゲート電極が前記論理出力端子に接続され、ドレイン電
極が前記第1のFETのゲートで電極に接続され、ソー
ス電極が第2のダイオードを介して前記電圧基準に接続
された第3のGaAsFETと、 前記第2のFETのゲート電極と接続されたインピーダ
ンス手段と、 ゲート電極が信号入力端子に接続され、 ソース電極が前記インピーダンス手段を介して前記電圧
基準に接続され、更にドレイン電極を有する第4のGa
AsFETと、 前記第1のFETのゲート電極、前記第3のFETのド
レイン電極及び前記第4のFETのドレイン電極と接続
された出力端子を含む複数の端子を有する電流手段と、 前記論理出力端子と前記電圧基準との間に接続された第
2のインピーダンス手段とからなる論理回路。
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