JPH0227917B2 - - Google Patents
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- JPH0227917B2 JPH0227917B2 JP56035012A JP3501281A JPH0227917B2 JP H0227917 B2 JPH0227917 B2 JP H0227917B2 JP 56035012 A JP56035012 A JP 56035012A JP 3501281 A JP3501281 A JP 3501281A JP H0227917 B2 JPH0227917 B2 JP H0227917B2
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- induction motor
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 28
- 230000006870 function Effects 0.000 description 12
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N [[(z)-(1-cyano-2-ethoxy-2-oxoethylidene)amino]oxy-morpholin-4-ylmethylidene]-dimethylazanium;hexafluorophosphate Chemical compound F[P-](F)(F)(F)(F)F.CCOC(=O)C(\C#N)=N/OC(=[N+](C)C)N1CCOCC1 GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 102100031033 CCR4-NOT transcription complex subunit 3 Human genes 0.000 description 1
- 101000919663 Homo sapiens CCR4-NOT transcription complex subunit 3 Proteins 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/34—Testing dynamo-electric machines
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Force Measurement Appropriate To Specific Purposes (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、モータ発生トルクおよびパワーに対
する誘導電動機の負荷率を測定することが可能な
誘導電動機の駆動制御装置に関する。
する誘導電動機の負荷率を測定することが可能な
誘導電動機の駆動制御装置に関する。
（従来の技術）
工作機械特に施盤などでは主軸モータの負荷を
測定し、該負荷に応じて主軸モータの回転速度或
いは切込量を制御する場合がある。これは工具の
折損などを防ぎ該工程の寿命を長くする必要があ
るからである。このため、誘導電動機を旋盤など
の主軸モータとして使用する場合には該誘導電動
機の負荷を測定する必要がある。そこで従来は電
流を測定して負荷（トルク）を求める等の方法が
行なわれていた。
測定し、該負荷に応じて主軸モータの回転速度或
いは切込量を制御する場合がある。これは工具の
折損などを防ぎ該工程の寿命を長くする必要があ
るからである。このため、誘導電動機を旋盤など
の主軸モータとして使用する場合には該誘導電動
機の負荷を測定する必要がある。そこで従来は電
流を測定して負荷（トルク）を求める等の方法が
行なわれていた。
（発明が解決しようとする課題）
このような従来の動力測定方法では、一般にロ
ードメータなどの、速度偏差電圧に比例してトル
クを測定する簡単な測定装置が使用されるが、ベ
クトル制御や磁界加速形制御のような、速度偏差
を指令トルクとみなす制御装置においては、トル
ク指令は速度偏差を補正したうえで使用している
ため、正確な負荷率の測定ができないという問題
があつた。
ードメータなどの、速度偏差電圧に比例してトル
クを測定する簡単な測定装置が使用されるが、ベ
クトル制御や磁界加速形制御のような、速度偏差
を指令トルクとみなす制御装置においては、トル
ク指令は速度偏差を補正したうえで使用している
ため、正確な負荷率の測定ができないという問題
があつた。
本発明は、上記課題を解決するためになされた
もので、速度指令と実速度との速度偏差を用いて
三相の電流指令を出力して誘導電動機を駆動制御
する駆動制御装置において、モータ発生トルクお
よびパワーに対して、正確な負荷の割合を測定す
ることを可能とする誘導電動機の駆動制御装置を
提供することを目的としている。
もので、速度指令と実速度との速度偏差を用いて
三相の電流指令を出力して誘導電動機を駆動制御
する駆動制御装置において、モータ発生トルクお
よびパワーに対して、正確な負荷の割合を測定す
ることを可能とする誘導電動機の駆動制御装置を
提供することを目的としている。
（課題を解決するための手段）
本発明によれば、速度指令と実速度との速度偏
差を用いて三相の電流指令を出力して誘導電動機
を駆動制御する駆動制御装置において、前記速度
偏差の立方根関数を発生する立方根関数発生手
段、この立方根関数値と前記実速度に基づいて前
記電流指令の振幅信号と三相正弦波信号とを演算
する演算手段、前記立方根関数値と前記振幅信号
とを乗算する乗算手段、この乗算手段の出力と前
記三相正弦波信号とを用いて電流指令を発生する
電流指令発生手段、前記速度偏差を入力して前記
誘導電動機の負荷率を測定する測定手段を具備す
ることを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置を
提供できる。
差を用いて三相の電流指令を出力して誘導電動機
を駆動制御する駆動制御装置において、前記速度
偏差の立方根関数を発生する立方根関数発生手
段、この立方根関数値と前記実速度に基づいて前
記電流指令の振幅信号と三相正弦波信号とを演算
する演算手段、前記立方根関数値と前記振幅信号
とを乗算する乗算手段、この乗算手段の出力と前
記三相正弦波信号とを用いて電流指令を発生する
電流指令発生手段、前記速度偏差を入力して前記
誘導電動機の負荷率を測定する測定手段を具備す
ることを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置を
提供できる。
（作用）
本発明の誘導電動機の駆動制御装置では、速度
偏差の立方根関数に基づいて電流指令の振幅信号
を演算することによつて、ロードメータなどの測
定手段に速度偏差を入力して、実速度が基底速度
以下では、最大トルクに対して負荷トルクの割合
を表示し、基底速度以上では、最大パワーに対し
て負荷のパワーの割合を表示するようにしてい
る。
偏差の立方根関数に基づいて電流指令の振幅信号
を演算することによつて、ロードメータなどの測
定手段に速度偏差を入力して、実速度が基底速度
以下では、最大トルクに対して負荷トルクの割合
を表示し、基底速度以上では、最大パワーに対し
て負荷のパワーの割合を表示するようにしてい
る。
（実施例）
以下、本発明の一実施例を図面に従つて詳細に
説明する。
説明する。
第１図はベクトル制御における誘導電動機の等
価回路であり、図中lmは励磁リアクタンス、r2
は等価抵抗、ｓはすべりである。第１図に示すよ
うに誘導電動機の等価回路を考えると発生トルク
Ｔは Ｔ＝３r2I2／Sωs・I2 (1) となる。尚、ωsはすべり角周波数である。こゝ
でI2とsωsが比例するものとすればトルクＴは２
次電流I2に比例し直流電動機と同様なトルク発生
メカニズムを有することになる。ところで第１図
から ωslmI0＝r2／ｓI2 ∴sωs＝r2I2／lmI0 (2) が成り立つから、I2とsωsを比例させるためには
励磁電流I0を一定にしなくてはならない。
価回路であり、図中lmは励磁リアクタンス、r2
は等価抵抗、ｓはすべりである。第１図に示すよ
うに誘導電動機の等価回路を考えると発生トルク
Ｔは Ｔ＝３r2I2／Sωs・I2 (1) となる。尚、ωsはすべり角周波数である。こゝ
でI2とsωsが比例するものとすればトルクＴは２
次電流I2に比例し直流電動機と同様なトルク発生
メカニズムを有することになる。ところで第１図
から ωslmI0＝r2／ｓI2 ∴sωs＝r2I2／lmI0 (2) が成り立つから、I2とsωsを比例させるためには
励磁電流I0を一定にしなくてはならない。
以上から、ベクトル制御は、励磁電流I0と２次
電流I2の直交性を保証しながら、励磁電流I0を一
定に維持し、且つ２次電流I2のみを負荷トルクに
比例させて変化させる制御方法である。そして、
ベクトル制御においては指令速度と実速度の偏差
（速度偏差）ERをトルク指令とみなしているか
ら、I0mを最大出力時の励磁電流とすれば、速度
偏差ERに応じて１次電流I〓1′を I〓1′＝I0m＋jkER (3) を満足するように決定している。
電流I2の直交性を保証しながら、励磁電流I0を一
定に維持し、且つ２次電流I2のみを負荷トルクに
比例させて変化させる制御方法である。そして、
ベクトル制御においては指令速度と実速度の偏差
（速度偏差）ERをトルク指令とみなしているか
ら、I0mを最大出力時の励磁電流とすれば、速度
偏差ERに応じて１次電流I〓1′を I〓1′＝I0m＋jkER (3) を満足するように決定している。
このように従来のベクトル制御においては軽負
荷時においても励磁電流は一定に維持されるため
励磁音が目立ち又、何等補正することなく速度偏
差をトルク指令とみなしているため確実な制御が
できない欠点がある。
荷時においても励磁電流は一定に維持されるため
励磁音が目立ち又、何等補正することなく速度偏
差をトルク指令とみなしているため確実な制御が
できない欠点がある。
それ故、本発明においては励磁電流I0を負荷に
応じて変化させ、これにより軽負荷時の励磁音を
減少させると共に、速度偏差がそのまゝトルク指
令となるような補正手段を設けることにより確実
な電動機制御が行なわれる。こうした本発明の誘
導電動機の駆動制御装置では、励磁電流I0を負荷
に応じて変化させるために、次式が満足されるよ
うに１次電流I1を変化させている。
応じて変化させ、これにより軽負荷時の励磁音を
減少させると共に、速度偏差がそのまゝトルク指
令となるような補正手段を設けることにより確実
な電動機制御が行なわれる。こうした本発明の誘
導電動機の駆動制御装置では、励磁電流I0を負荷
に応じて変化させるために、次式が満足されるよ
うに１次電流I1を変化させている。
I〓1＝ER・I〓1′ (4)
この(4)式はベクトル制御により決定される１次
電流値I1′（(3)式）のER倍となるように１次電流I1
を制御することを意味している。
電流値I1′（(3)式）のER倍となるように１次電流I1
を制御することを意味している。
一方、(3)、(4)式から
I〓1＝I0m〓ER＋jkER2 (5)
が導き出される。そして(5)式から１次電流の振幅
I1、励磁電流I0、２次電流I2はそれぞれ I1＝√0 2＋2 2 ＝√（・0）2＋（・2）2 (6) I0＝ER・I0m (7) I2＝ｋ・ER2 (8) と表現され、(7)(8)式から ER＝I0／I0m (9) I2＝ｋ（I0／I0m）2 (10) が導出される。尚、第２図に(10)式のI2とI0の関係
を示す。
I1、励磁電流I0、２次電流I2はそれぞれ I1＝√0 2＋2 2 ＝√（・0）2＋（・2）2 (6) I0＝ER・I0m (7) I2＝ｋ・ER2 (8) と表現され、(7)(8)式から ER＝I0／I0m (9) I2＝ｋ（I0／I0m）2 (10) が導出される。尚、第２図に(10)式のI2とI0の関係
を示す。
ところで、トルクＴは
Ｔ＝k1φI2
＝k2I0I2 (11)
となるから、(9)、(10)、(11)式から
Ｔ＝k3I0 3＝k4・ER3 (12)
が成立し、トルクはERの３乗に比例する。
以上、ERを速度偏差として説明してきたがこ
こで真の速度偏差をεrとし、次式 εr＝ER3、ER＝ 3√r （13） が成立するものとすれば、(12)式から Ｔ∝εr∝ER3 となる。即ち、真の速度偏差εrとするとき（13）
式よりERを求め、このERに対し(3)、(4)式が満た
されるように制御すればεrがそのまゝトルク指令
となり、又励磁電流I0は(9)、（13）式からI0＝3√
εr・I0mとなり、速度偏差εr、換言すれば負荷ト
ルクに応じて変化し軽負荷時の励磁音を抑制した
上で、更に、トルクＴは速度偏差εrに比例するか
ら速度偏差εrをロードメータに入力することによ
り正確な負荷率の測定ができる。
こで真の速度偏差をεrとし、次式 εr＝ER3、ER＝ 3√r （13） が成立するものとすれば、(12)式から Ｔ∝εr∝ER3 となる。即ち、真の速度偏差εrとするとき（13）
式よりERを求め、このERに対し(3)、(4)式が満た
されるように制御すればεrがそのまゝトルク指令
となり、又励磁電流I0は(9)、（13）式からI0＝3√
εr・I0mとなり、速度偏差εr、換言すれば負荷ト
ルクに応じて変化し軽負荷時の励磁音を抑制した
上で、更に、トルクＴは速度偏差εrに比例するか
ら速度偏差εrをロードメータに入力することによ
り正確な負荷率の測定ができる。
第３図は、本発明に係る実施例ブロツク図であ
る。図中１０１は三相誘導電動機、１０２はレゾ
ルバなどのパルスジエネレータで回転速度に比例
した互いに90゜位相のづれた２つの正弦波信号
Pa，Pbを発生する。１０３は４倍回路であり、
正弦波信号Pa，Pbをパルス列Pa′，Pb′（図示せ
ず）に変換すると共にその周波数を４倍する。
又、４倍回路１０３はパルス列Pa′，Pb′の位相
を監視し、正転している場合には線l1に正転パル
スPnを、逆転している場合には線l2に逆転パルス
Prをそれぞれ出力する。１０４は正転又は逆転
パルスPn，Prの周波数を電圧に変換する周波数
電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器という）、１０５は微
分回路、１０６は同期整流回路、１０７ａ〜１０
７ｂはFETなどの電子スイツチであり、所定速
度以上ではFV変換器１０４の出力電圧を、所定
速度以下では同期整流回路１０６の出力電圧を線
l3に出力する。１０８は図示しない速度指令回路
から指令される速度指令電圧VCMDと実速度電
圧TSAの差εr（以後速度偏差という）を演算する
演算回路、１０９は速度偏差εrを比例積分する比
例積分回路、１１０は速度偏差εrを絶対値化する
絶対値回路、１１１は立方根関数発生回路であ
り、（13）式に示す ER＝ 3√r の演算を行ない速度偏差εrの立方根を出力する。
１１２は電圧周波数変換器（Ｖ／Ｆ変換器とい
う）であり、ERの大きさに比例した周波数のパ
ルス列Peを出力する。１１３はマイクロコンピ
ユータであり、処理装置１１３ａと、コントロー
ルプログラムメモリ１１３ｂと、データメモリ１
１３ｃを有している。データメモリ１１３ｅはト
ルク対振幅特性（Ｔ−I1′特性）、トルク対位相特
性（Ｔ−特性）、回転角対正弦値特性（サイン
パターン）などをデイジタル的に関数テーブルと
して記憶している。尚、これらＴ−I1′特性、Ｔ
−特性などはベクトル制御におけるそれと同一
特性になつている。処理装置１１３ａはコントロ
ールプログラムの制御によりＶ／Ｆ変換器１１２
から発生するパルス列Peを所定時間計数し、該
計数値ＮとＴ−I1′特性を用いてデイジタルの電
流振幅I1′を出力する。即ち、計数値Ｎをトルク
指令とみなし、Ｔ−I′特性からI1′を求め出力す
る。尚、この電流指令I1′は(3)式に示す１次電流
の振幅となつている。又、処理装置１１３ａは誘
導電動機１０１の回転速度に比例した角周波数
ωoを有するパルス列Pn又はPr、Ｔ−特性など
を用いて sin（ωoｔ＋ωsｔ＋） （14） sin（ωoｔ＋ωsｔ＋＋2π／３）（15） をデイジタルで出力する。尚、ωBはすべり角周
波数、は位相査である。１１４はデイジタルの
電流振幅I1′(3)式をアナログに変換するDA変換
器、１１５は(4)式に示す乗算を実行する乗算回
路、１１６，１１７は I1・sin（ωoｔ＋ωsｔ＋） （14）′ I1・sin（ωoｔ＋ωsｔ＋＋2π／3） （15）′ をアナログに変換し、Ｕ相及びＶ相のアナログ電
流指令iu，ivに出力するDA変換器、１１８は iu＋iv→iw （16） の加算演算を行ないＷ相の電流指令iwを出力す
る演算回路、１１９，１２０は誘導電動機のＵ
相、Ｖ相を流れる相電流iua，ivaを検出する変流
器、１２１は iua＋iva→iwa （17） の加算演算を行ないＷ相を流れる相電流iwaを出
力する演算回路、１２２Ｕ，１２２Ｖ，１２２Ｗ
はそれぞれ各相毎に設けられ、電流差（iu−
iua）、（iv−iva）、（iw−iwa）を演算して増幅す
る電流制御回路、１２３はパルス幅変調回路であ
りそれぞれ各相毎に設けられた３つのパルス幅変
調回路１２３Ｕ，１２３Ｖ，１２３Ｗを有し前記
各電流差をパルス幅変調する。１２４はトランジ
スタよりなるインバータ回路、１２５は３相交流
を直流して変換する整流器である。これらパルス
幅変調回路１２３、インバータ１２４、整流回路
１２５は第４図に示す如く構成されている。整流
回路１２５はダイオード群DGとコンデンサCND
を有し、パルス幅変調器１２３は鋸歯状波信号
STSを発生する鋸歯状波発生回路STSG、比較器
COMU，COMV，COMW、ノツトゲートNOT1
〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を有し、インバー
タ１２４は６個のパワートランジスタQ1〜Q6と
ダイオードD1〜D6を有している。パルス幅変調
回路１２３の各比較器COMU，COMV，COMW
はそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流信号iuc
（＝iu−iua）、iuc（＝iu−iua）、iwc（＝iw−iwa）
の振幅を比較しiuc，ivc，iwcがSTSの値より大
きいときには〓１″を、小さいときには〓０″を
出力する。従つて、今iucについて着目すると比
較器COMUから第５図に示すパルス幅変調され
電流指令Iucが出力される。即ち、iuc，ivc，iwc
の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令Iuc，Ivc，Iwcが出力される。ついて、ノツト
ゲートNOT1〜NOT3ドライバ回路DV1〜DV6は
これら電流指令Iuc，Ivc，Iwcを駆動信号SQ1〜
SQ6に変換し、インバータ１２４を構成する各パ
ワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御する。
る。図中１０１は三相誘導電動機、１０２はレゾ
ルバなどのパルスジエネレータで回転速度に比例
した互いに90゜位相のづれた２つの正弦波信号
Pa，Pbを発生する。１０３は４倍回路であり、
正弦波信号Pa，Pbをパルス列Pa′，Pb′（図示せ
ず）に変換すると共にその周波数を４倍する。
又、４倍回路１０３はパルス列Pa′，Pb′の位相
を監視し、正転している場合には線l1に正転パル
スPnを、逆転している場合には線l2に逆転パルス
Prをそれぞれ出力する。１０４は正転又は逆転
パルスPn，Prの周波数を電圧に変換する周波数
電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器という）、１０５は微
分回路、１０６は同期整流回路、１０７ａ〜１０
７ｂはFETなどの電子スイツチであり、所定速
度以上ではFV変換器１０４の出力電圧を、所定
速度以下では同期整流回路１０６の出力電圧を線
l3に出力する。１０８は図示しない速度指令回路
から指令される速度指令電圧VCMDと実速度電
圧TSAの差εr（以後速度偏差という）を演算する
演算回路、１０９は速度偏差εrを比例積分する比
例積分回路、１１０は速度偏差εrを絶対値化する
絶対値回路、１１１は立方根関数発生回路であ
り、（13）式に示す ER＝ 3√r の演算を行ない速度偏差εrの立方根を出力する。
１１２は電圧周波数変換器（Ｖ／Ｆ変換器とい
う）であり、ERの大きさに比例した周波数のパ
ルス列Peを出力する。１１３はマイクロコンピ
ユータであり、処理装置１１３ａと、コントロー
ルプログラムメモリ１１３ｂと、データメモリ１
１３ｃを有している。データメモリ１１３ｅはト
ルク対振幅特性（Ｔ−I1′特性）、トルク対位相特
性（Ｔ−特性）、回転角対正弦値特性（サイン
パターン）などをデイジタル的に関数テーブルと
して記憶している。尚、これらＴ−I1′特性、Ｔ
−特性などはベクトル制御におけるそれと同一
特性になつている。処理装置１１３ａはコントロ
ールプログラムの制御によりＶ／Ｆ変換器１１２
から発生するパルス列Peを所定時間計数し、該
計数値ＮとＴ−I1′特性を用いてデイジタルの電
流振幅I1′を出力する。即ち、計数値Ｎをトルク
指令とみなし、Ｔ−I′特性からI1′を求め出力す
る。尚、この電流指令I1′は(3)式に示す１次電流
の振幅となつている。又、処理装置１１３ａは誘
導電動機１０１の回転速度に比例した角周波数
ωoを有するパルス列Pn又はPr、Ｔ−特性など
を用いて sin（ωoｔ＋ωsｔ＋） （14） sin（ωoｔ＋ωsｔ＋＋2π／３）（15） をデイジタルで出力する。尚、ωBはすべり角周
波数、は位相査である。１１４はデイジタルの
電流振幅I1′(3)式をアナログに変換するDA変換
器、１１５は(4)式に示す乗算を実行する乗算回
路、１１６，１１７は I1・sin（ωoｔ＋ωsｔ＋） （14）′ I1・sin（ωoｔ＋ωsｔ＋＋2π／3） （15）′ をアナログに変換し、Ｕ相及びＶ相のアナログ電
流指令iu，ivに出力するDA変換器、１１８は iu＋iv→iw （16） の加算演算を行ないＷ相の電流指令iwを出力す
る演算回路、１１９，１２０は誘導電動機のＵ
相、Ｖ相を流れる相電流iua，ivaを検出する変流
器、１２１は iua＋iva→iwa （17） の加算演算を行ないＷ相を流れる相電流iwaを出
力する演算回路、１２２Ｕ，１２２Ｖ，１２２Ｗ
はそれぞれ各相毎に設けられ、電流差（iu−
iua）、（iv−iva）、（iw−iwa）を演算して増幅す
る電流制御回路、１２３はパルス幅変調回路であ
りそれぞれ各相毎に設けられた３つのパルス幅変
調回路１２３Ｕ，１２３Ｖ，１２３Ｗを有し前記
各電流差をパルス幅変調する。１２４はトランジ
スタよりなるインバータ回路、１２５は３相交流
を直流して変換する整流器である。これらパルス
幅変調回路１２３、インバータ１２４、整流回路
１２５は第４図に示す如く構成されている。整流
回路１２５はダイオード群DGとコンデンサCND
を有し、パルス幅変調器１２３は鋸歯状波信号
STSを発生する鋸歯状波発生回路STSG、比較器
COMU，COMV，COMW、ノツトゲートNOT1
〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を有し、インバー
タ１２４は６個のパワートランジスタQ1〜Q6と
ダイオードD1〜D6を有している。パルス幅変調
回路１２３の各比較器COMU，COMV，COMW
はそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流信号iuc
（＝iu−iua）、iuc（＝iu−iua）、iwc（＝iw−iwa）
の振幅を比較しiuc，ivc，iwcがSTSの値より大
きいときには〓１″を、小さいときには〓０″を
出力する。従つて、今iucについて着目すると比
較器COMUから第５図に示すパルス幅変調され
電流指令Iucが出力される。即ち、iuc，ivc，iwc
の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令Iuc，Ivc，Iwcが出力される。ついて、ノツト
ゲートNOT1〜NOT3ドライバ回路DV1〜DV6は
これら電流指令Iuc，Ivc，Iwcを駆動信号SQ1〜
SQ6に変換し、インバータ１２４を構成する各パ
ワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御する。
２０１はロードメータであり、その入力端子に
は絶対値回路１１０の出力端子が接続され、速度
偏差εrが入力される。
は絶対値回路１１０の出力端子が接続され、速度
偏差εrが入力される。
次に、第３図に示す実施例の動作について説明
する。
する。
誘導電動機１０１を所望の回転速度で回転せし
めるべく、演算回路１０８の入力端に所定アナロ
グ値を有する速度指令信号VCMDが図示しない
速度指令回路から与えられる。又、誘導電動機１
０１は所定の負荷で指令速度よりすべりＳだけ低
い回転速度TSAで回転しているとする。誘導電
動機１０１の回転速度は速度検出器として作用す
るレゾルバ１０２により検出され、該レゾルバか
ら回転速度に比例する周波数を有する互いにπ／
２位相のずれた２つの正弦波信号PA，PBが発生
する。この正弦波信号PA，PBは共に４倍回路１
０３に入力され、正転或いは逆転に応じて４倍の
周波数を有するパルス列Pn或いはPrに変換され
る。ついで、パルス列Pn或いはPrはＦ／Ｖ変換
器１０４によりアナログ化され、その実速度電圧
TSAは演算回路１０８に加えられる。そして演
算回路１０８にて演算された実速度と指令速度の
差電圧εr（速度偏差）は比例積分回路１１０を通
して絶対値回路１１１に加えられる。尚、誤差増
幅器１０９は次式に示す比例積分演算を行なう。
めるべく、演算回路１０８の入力端に所定アナロ
グ値を有する速度指令信号VCMDが図示しない
速度指令回路から与えられる。又、誘導電動機１
０１は所定の負荷で指令速度よりすべりＳだけ低
い回転速度TSAで回転しているとする。誘導電
動機１０１の回転速度は速度検出器として作用す
るレゾルバ１０２により検出され、該レゾルバか
ら回転速度に比例する周波数を有する互いにπ／
２位相のずれた２つの正弦波信号PA，PBが発生
する。この正弦波信号PA，PBは共に４倍回路１
０３に入力され、正転或いは逆転に応じて４倍の
周波数を有するパルス列Pn或いはPrに変換され
る。ついで、パルス列Pn或いはPrはＦ／Ｖ変換
器１０４によりアナログ化され、その実速度電圧
TSAは演算回路１０８に加えられる。そして演
算回路１０８にて演算された実速度と指令速度の
差電圧εr（速度偏差）は比例積分回路１１０を通
して絶対値回路１１１に加えられる。尚、誤差増
幅器１０９は次式に示す比例積分演算を行なう。
Er＝K1（VCMD−TSA）＋K2Σ（VCMD−TSA）
Σ（VCMD−TSA）＝Σ（VCMD−TSA）
＋（VCMD−TSA）
絶対値回路１１０は誤差アンプ１０９の出力を
絶対値化し、絶対値を立方根関数発生回路１１１
に入力する。立方根関数発生回路１１１は（13）
式に示す立方根の演算を行ない（ER＝ 3√r）、
演算結果ERをＶ／Ｆ変換器１１２と乗算回路１
１５に出力する。Ｖ／Ｆ変換器１１２はERに比
例した周波数のパルス列Peを出力し、このパル
ス列Peはマイクロコンピユータ１１３にとり込
まれ、(3)式に示す電流振幅指令I1′（＝√0 2＋
（ｋ・ER）2）が線l4に出力される。この電流振幅
I1′はDA変換器１１４にてDA変換され、ついで
乗算回路１１５にて(4)式に示す乗算が実行されて
１次電流振幅I1が出力される。この１次電流振幅
I1はDA変換器１１６，１１７において、マイク
ロコンピユータから別に出力されている正弦波信
号（（14）、（15）式）と乗算され、（14）′、
（15）′に示すＵ相のアナログ電流指令iu，ivに変
換される。又、iu，ivは演算回路１１８において
（16）式の加算演算を施されＷ相の電流指令iwが
出力される。
絶対値化し、絶対値を立方根関数発生回路１１１
に入力する。立方根関数発生回路１１１は（13）
式に示す立方根の演算を行ない（ER＝ 3√r）、
演算結果ERをＶ／Ｆ変換器１１２と乗算回路１
１５に出力する。Ｖ／Ｆ変換器１１２はERに比
例した周波数のパルス列Peを出力し、このパル
ス列Peはマイクロコンピユータ１１３にとり込
まれ、(3)式に示す電流振幅指令I1′（＝√0 2＋
（ｋ・ER）2）が線l4に出力される。この電流振幅
I1′はDA変換器１１４にてDA変換され、ついで
乗算回路１１５にて(4)式に示す乗算が実行されて
１次電流振幅I1が出力される。この１次電流振幅
I1はDA変換器１１６，１１７において、マイク
ロコンピユータから別に出力されている正弦波信
号（（14）、（15）式）と乗算され、（14）′、
（15）′に示すＵ相のアナログ電流指令iu，ivに変
換される。又、iu，ivは演算回路１１８において
（16）式の加算演算を施されＷ相の電流指令iwが
出力される。
しかる後、３相電流指令iu，iv，iwは電流制御
回路１２２Ｕ，１２２Ｖ、１２２Ｗにて実際の相
電流iua，iva，iwaと差分がとられ且つ増幅さ
れ、その差分iuc，ivc，iwcはパルス幅変調回路
１２３の比較器COMU，COMV，COMW（第４
図）に印加される。各比較器COMU，COMV，
COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流
信号iuc，ivc，iwcの振幅を比較し、パルス幅変
調された三相の電流指令Iuc，lvc，lwcを出力し、
ノツトゲートNOT1〜NOT3及びドライバDV1〜
DV6を介してインバータ駆動信号SQ1〜SQ6を出
力する。これらインバータ駆動信号SQ1〜SQ6は
それぞれインバータ１２４を構成る各パワートラ
ンジスタQ1〜Q6のベースに入力され、これら各
パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御し、
誘導電動機１０１に三相電流を供給する。以後、
同様な制御が行われて最終的に誘導電動機１０１
は指令速度で回転することになる。
回路１２２Ｕ，１２２Ｖ、１２２Ｗにて実際の相
電流iua，iva，iwaと差分がとられ且つ増幅さ
れ、その差分iuc，ivc，iwcはパルス幅変調回路
１２３の比較器COMU，COMV，COMW（第４
図）に印加される。各比較器COMU，COMV，
COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流
信号iuc，ivc，iwcの振幅を比較し、パルス幅変
調された三相の電流指令Iuc，lvc，lwcを出力し、
ノツトゲートNOT1〜NOT3及びドライバDV1〜
DV6を介してインバータ駆動信号SQ1〜SQ6を出
力する。これらインバータ駆動信号SQ1〜SQ6は
それぞれインバータ１２４を構成る各パワートラ
ンジスタQ1〜Q6のベースに入力され、これら各
パワートランジスタQ1〜Q6をオン／オフ制御し、
誘導電動機１０１に三相電流を供給する。以後、
同様な制御が行われて最終的に誘導電動機１０１
は指令速度で回転することになる。
一方、誘導電動機１０１のトルクＴは速度偏差
εrに比例するからロードメータ２０１により簡単
に、且つ正確にトルクを測定することができる。
たとえばトルクをデイジタル表示する場合には増
幅器、AD変換器、数字表示器を内蔵せしめれば
よく、又トルクが所定値以上か否かの判定はロー
ドメータ２０１内に比較器を設ければよい。又、
負荷に応じて旋盤などの主軸回転数を制御するに
はロードメータ２０１内でＴ＝Ｋ・εrの増幅を行
ない、その出力で速度指令VCMDを制御すれば
よい。
εrに比例するからロードメータ２０１により簡単
に、且つ正確にトルクを測定することができる。
たとえばトルクをデイジタル表示する場合には増
幅器、AD変換器、数字表示器を内蔵せしめれば
よく、又トルクが所定値以上か否かの判定はロー
ドメータ２０１内に比較器を設ければよい。又、
負荷に応じて旋盤などの主軸回転数を制御するに
はロードメータ２０１内でＴ＝Ｋ・εrの増幅を行
ない、その出力で速度指令VCMDを制御すれば
よい。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、速度偏
差の補正関数として立方根関数を使用したので、
簡単かつ正確に負荷の測定を行なえる誘導電動機
の駆動制御装置を提供できる。
差の補正関数として立方根関数を使用したので、
簡単かつ正確に負荷の測定を行なえる誘導電動機
の駆動制御装置を提供できる。
第１図はベクトル制御における誘導電動機の等
価回路図、第２図は本発明に係るI0とI2の関係
図、第３図は本発明の実施例ブロツク図、第４図
はパルス幅変調回路、インバータ、整流器の回路
ブロツク図、第５図はパルス幅変調動作を説明す
る説明図である。 １０１……誘導電動機、１０２……レゾルバ、
１０３……４倍回路、１０４……Ｆ／Ｖ変換器、
１０９……比例積分回路、１１０……絶対値回
路、１１１……立方根関数発生回路、１１２……
Ｖ／Ｆ変換器、１１３……マイクロコンピユー
タ、１１５……乗算回路、１２３……パルス幅変
調回路、１２４……インバータ。
価回路図、第２図は本発明に係るI0とI2の関係
図、第３図は本発明の実施例ブロツク図、第４図
はパルス幅変調回路、インバータ、整流器の回路
ブロツク図、第５図はパルス幅変調動作を説明す
る説明図である。 １０１……誘導電動機、１０２……レゾルバ、
１０３……４倍回路、１０４……Ｆ／Ｖ変換器、
１０９……比例積分回路、１１０……絶対値回
路、１１１……立方根関数発生回路、１１２……
Ｖ／Ｆ変換器、１１３……マイクロコンピユー
タ、１１５……乗算回路、１２３……パルス幅変
調回路、１２４……インバータ。
Claims (1)
- １ 速度指令と実速度との速度偏差を用いて三相
の電流指令を出力して誘導電動機を駆動制御する
駆動制御装置において、前記速度偏差の立方根関
数を発生する立方根関数発生手段、この立方根関
数値と前記実速度に基づいて前記電流指令の振幅
信号と三相正弦波信号とを演算する演算手段、前
記立方根関数値と前記振幅信号とを乗算する乗算
手段、この乗算手段の出力と前記三相正弦波信号
とを用いて電流指令を発生する電流指令発生手
段、前記速度偏差を入力して前記誘導電動機の負
荷率を測定する測定手段を具備することを特徴と
する誘導電動機の駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56035012A JPS57149931A (en) | 1981-03-11 | 1981-03-11 | Measurement system for power of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56035012A JPS57149931A (en) | 1981-03-11 | 1981-03-11 | Measurement system for power of induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57149931A JPS57149931A (en) | 1982-09-16 |
| JPH0227917B2 true JPH0227917B2 (ja) | 1990-06-20 |
Family
ID=12430158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56035012A Granted JPS57149931A (en) | 1981-03-11 | 1981-03-11 | Measurement system for power of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57149931A (ja) |
-
1981
- 1981-03-11 JP JP56035012A patent/JPS57149931A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57149931A (en) | 1982-09-16 |
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