JPH02253594A - 負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用電源を入力と−して低周波リップルの少
ない高周波電圧を出力する負荷制御装置に関するもので
ある。

［従来の技術］ 第９図は従来の負荷制御装置（特開昭６０−１３４７７
６号、特開昭６０−１３９１７５号参照）の回路図であ
る０図中、上段には主回路部を、下段には制御回路部を
示しており、■〜■の符号を付した部分はそれぞれ接続
されている。この負荷制御装置では、負荷に高周波電流
を供給するインバータ回路の直流入力側にチョッパー回
路を設け、入力力率の改善及び入力電流高調波歪みの低
減を実現しており、チョッパー回路とインバータ回路と
でスイッチング素子を兼用することにより、主回路部の
構成を簡単化している。

まず、主回路部の構成について説明する。商用交流電源
Ｖｓは、コンデンサＣ１，Ｃ２とトランスＴ１よりなる
フィルタ回路を介して、ダイオードブリ・ｙジＤＢの交
流入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤＢ
の直流出力端子間には、インダクタＬ、＋がパワーＭＯ
８ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２を介して接続さ
れている。スイ・ンチング素子Ｑ２の両端には、ダイオ
ードＤ、を介して平滑コンデンサＣ３が接続されており
、これにより、昇圧チョッパー回路が構成されている。

すなわち、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、ダイオ
ードブリッジＤＢの直流出力端子からインダクタＬ１に
電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｑ、がオフすると、インダクタ
し、の電磁エネルギーによりインダクタし、の両端に電
流を流し続ける方向に起電力が発生し、この起電力がダ
イオードブリッジＤＢの直流出力電圧と加算されて、ダ
イオードＤ、を介して平滑コンデンサＣ５に充電される
。このため、平滑コンデンサＣ３にはダイオードブリ・
ンジＤＢの直流出力電圧を昇圧した電圧が充電されるも
のである。

次に、インバータ回路の構成について説明する。

平滑コンデンサＣ３の両端には、パワーＭＯ３ＦＥＴよ
りなるスイッチング素子Ｑ　１．　Ｑ　２の直列回路が
並列的に接続されており、各スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
、にはそれぞれダイオードＤ、、Ｄ、が逆並列接続され
ている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流成分カ
ット用のコンデンサＣ１、限流用のインダクタＬ２を介
して放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子が接続され
ている。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端子間に
は、予熱電流通電用のコンデンサＣ１が並列接続されて
おり、このコンデンサＣ５はインダクタＬ２と直列共振
回路を構成する。コンデンサＣ４の容量は、コンデンサ
Ｃ１の容量に比べて十分に大きく、共振には寄与しない
、後述の制御回路部では、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、
を交互にオン、オフさせるようなドライブ信号を発生し
、端子■、■間及び端子■。

０間にそれぞれ供給する。スイッチング素子Ｑ＋がオン
、スイッチング素子Ｑ、がオフすると、平滑コンデンサ
端子からスイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ１、イン
ダクタし、を介して放電灯Ｌａに電流が流れ、コンデン
サＣ４が充電される０次に、スイッチング素子Ｑ、がオ
フ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ
４が電源となり、コンデンサＣ１からスイッチング素子
Ｑ３、放電灯Ｌａ、インダクタし２を介して電流が流れ
、コンデンサＣ４が放電される。なお、スイッチング素
子Ｑ、、Ｑ、が同時にオフするデッドオフタイムを設け
ることが一般的であり、このとき、負荷回路の振動電流
はダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２を介して流れることに
なる。スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２のスイッチング周波
数は、放電灯ＬＡとインダクタＬ２及びコンデンサＣ１
を含む負荷回路の共振周波数よりも若干高く設定される
ことが一般的であり、これにより負荷回路には遅れ位相
の電流が流れて、スイッチング素子Ｑ　６．　Ｑ　ｔの
スイッチングが安定に行われる。また、コンデンサＣ１
の両端には共振作用により高電圧が発生し、これが放電
灯Ｌａに印加されて、放電灯り、ａが点灯する。

このように、上記回路においては、ダイオードＤ＋とス
イッチング素子Ｑ２をチョッパー回路とインバータ回路
とで兼用しているので、主回路部の構成が簡単となり、
また、チョッパー回路のドライブ信号をインバータ回路
のドライブ信号と別個に作成する必要がないので、制御
回路部の構成も簡単となる。

以下、制御回路部の構成について説明する。この回路は
、発振回路ＩＣ，とドライバー回路ＩＣ２とからなる。

まず、発振回路ＩＣ，はスイッチングレギュレータ用の
制御用ＩＣ（日本電気株式会社製造μＰＣ４９４Ｃ）よ
りなる、この制御用ＩＣは、周知のように、電源端子（
１２番ビン）とアース端子（７番ビン）の間に制御電源
Ｖｅｅを印加されて使用され、コンデンサ端子（５番ビ
ン）とアース端子間に接続されるコンデンサＣ１１と、
抵抗端子（６番ピン）とアース端子間に接続される抵抗
Ｒとの時定数に応じた周波数で発振する発振器を内蔵し
ている。その第１の発振出力は、第１のオープンコレク
タ端子（８番ビン）と第１のオープンエミッタ端子（９
番ビン）の間が短絡される状態と開放される状態が交番
することにより得られ、第２の発振出力は、第２のオー
プンコレクタ端子（１１番ビン）と第２のオープンエミ
ッタ端子（１０番ビン）の間が短絡される状態と開放さ
れる状態が交番することにより得られる。ここで、出力
制御端子（１３番ピン）をアースレベルに落としたとき
には、１石用のシングル・エンド動作を行い、第１の発
振出力は第２の発振出力と一致するものであるが、出力
制御端子を基準電圧出力端子（１４番ビン）に得られる
基準電圧Ｖ　ｒｅｆのレベルに設定したときには、２石
用のプッシュプル動作を行い、第１の発振出力と第２の
発振出力は所定のデッドオフタイムを経て、反対の状態
を取る。このデッドオフタイムは、基準電圧Ｖｒｅｆの
レベルを可変抵抗ｖＲＩＩにより分圧して、デッドオフ
タイム制御端子（４番ピン）に入力することにより、設
定できる。なお、非反転入力端子（１番ビン、１６番ビ
ン）と反転入力端子（２番ビン、１５番ビン）は、パル
ス幅制御用のコンパレータの入力端子であり、パルス幅
制御を行わない場合には、前者をアースレベルにプルダ
ウンし、後者を制御電源Ｖｃｅのレベルにプルアップし
ておくものである。また、フィードバック端子（３番ビ
ン）はパルス幅制御用の帰還入力端子であり、使用しな
い場合には開放しておくものである。

本実施例では、第１及び第２のオープンエミッタ端子（
９番ビン、１０番ビン）がそれぞれ抵抗Ｒ９，。

Ｒ１２を介してアースレベルにプルダウンされている。

したがって、第１のオープンエミッタ端子（９番ビン）
は第１のオープンコレクタ端子（８番ビン）と導通して
いないときには“Ｌｏｗ”レベルとなり、導通している
ときには“Ｈｉｇｈ”レベルとなる。同様に、第２のオ
ープンエミッタ端子（１０番ビン）は第２のオープンコ
レクタ端子（１１番ビン）と導通していないときには“
ＬＯｗ″レベルとなり、導通しているときには“Ｈｉｇ
ｈ”レベルとなる。このようにして、一方が“Ｈｉｇｈ
”レベルであるときに他方が“Ｌｏｗ”レベルとなり、
他方が“Ｈｉｇｈ”レベルであるときに一方が“Ｌ　ｏ
ｓ”レベルとなる第１及び第２の制御信号が得られる。

また、第１及び第２の制御信号が共に“Ｌｏｗ″レベル
となるデッドオフタイムは、可変抵抗Ｖ　Ｒ＋　＋の分
圧比により制御される。

次に、ドライバー回路ＩＣ，は高速・高耐圧ブリッジド
ライバーＩＣ（ＩＲ社製ｌＲ２１１０）よりなる、この
回路例では、入力端子（１０番ビン。

１２番ピン）にそれぞれ発振回路ＩＣ，の出力端子（１
０番ビン、９番ビン）が接続され、上述の第１及び第２
の制御信号と同一波形で絶縁耐圧が５００■のドライブ
信号が出力端子（７番ビン、１番ビン）から出力される
。なお、コンデンサＣ１□、抵抗ＲＩ４、ダイオードＤ
Ｉ＋よりなる回路は、ブートストラップ回路であり、７
番ビンから得られるドライブ信号の電源を供給している
。

第１０図及び第１１図は上記回路の動作波形図である。

第１０図は高周波的な動作を示しており、第１１図は低
周波的な動作を示している８図中、■Ｑ２はスイッチン
グ素子Ｑ２の両端電圧、Ｉ　Ｑｌ　、　Ｉ　Ｑｌはスイ
ッチング素子Ｑ、、Ｑ、に流れる電流、ＩＤｌ＋ＩＤ２
はダイオードＤ１．Ｄ２に流れる電流、１．Ｉ、ＩＬ２
はインダクタＬ　＋　、　Ｌ　２に流れる電流、ＶＡＣ
は商用交流電源Ｖｓの瞬時電圧、ＩＡＣは商用交流電源
Ｖｓからの入力電流、Ｖｃ３は平滑コンデンサＣ１の電
圧、ＶＬａは放電灯Ｌａの両端電圧である。なお、電流
波形、電圧波形とも第９図中の矢印の方向が正としてい
る。

上記各図から明らかなように、商用交流電源Ｖｓの瞬時
電圧ＶＡＣが高いときには、チョッパー回路に流れる各
電流Ｉ　Ｌｌ、　Ｉ　Ｑ２＋　Ｉ　ＤＩは大きくなり、
上記瞬時電圧ＶＡＣが低いときには、上記各電流ＩＬ、
。

Ｉ　Ｑ２＋　Ｉ　ＤＩは小さくなる。したがって、商用
交流電源Ｖｓからの入力電流ＩＡＣは、はぼ正弦波状と
なり、入力力率が高くなり、入力電流高調波歪みが低減
される。一方、インバータ回路に流れる電流Ｉ　Ｑｌ、
　Ｉ　Ｄ２．　Ｉ　Ｌｍの大きさは、平滑コンデンサＣ
１の電圧ＶＣ１に依存するので、商用交流電源Ｖｓの瞬
時電圧ＶＡＣにはほとんど無関係となる。したがって、
放電灯Ｌａの両端電圧Ｖｉｍの包絡線は、平滑コンデン
サＣ１の電圧■ｃ、とほぼ一致し、低リップルの高周波
出力が得られるものである。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のチョッパー兼用型のインバータを用いた放電灯点
灯装置において、放電灯を調光点灯した場合には、以下
に説明するように、いずれの調光制御方式を用いても何
らかの問題を生じる。

（ａ）デユーティ制御方式 まず、デユーティ制御方式では、インバータ回路を構成
するスイッチング素子Ｑ　３．　Ｑ　２のオン・デユー
ティ（１周期に占めるオン時間の割合）を小さくして行
き、放電灯Ｌａを調光するものである。

ところが、この方式では、インバータ回路と兼用してい
るチョッパー回路のスイッチング素子Ｑ１のオン・デユ
ーティを小さくすることになるため、チョッパー回路の
出力電圧Ｖｃｊが減少してしまう。

したがって、チョッパー回路の昇圧比が低下し、平滑コ
ンデンサＣ１に電流が流れていない期間が増大するため
、入力力率の改善や、入力電流高調波歪みの低減が不十
分となりやすく、これを防止するために制御回路やフィ
ルタ回路の構成が複雑になるという問題がある。

（ｂ）相補パルス幅変調制御方式 この方式では、一方のスイッチング素子Ｑｌ（又はＱ、
）のオン・デユーティを小さくすると共に、他方のスイ
ッチング素子Ｑ、（又はＱ、）のオン・デユーティを相
補的に大きくして調光するものである。

スイッチング素子Ｑ２のオン・デユーティを小さくして
調光する場合には、基本的に前述のデユーティ制御方式
の場合と同様の問題が生じる。また、スイッチング素子
Ｑ、のオン・デユーティを小さくして調光する場合には
、調光するに従って負荷消費電力が低下するのに対して
、兼用しているチョッパー回路のスイッチング素子Ｑ２
のオン・デユーティは大きくなるため、チョッパー回路
の出力電圧Ｖｃ３は上昇しようとする。その結果、放電
灯Ｌａを調光するに従い、平滑コンデンサＣ３やスイッ
チング素子Ｑ　＋　、　Ｑ　ｔなどに高い電圧が印加さ
れることになるため、広い範囲で調光することが困難と
なる。また、高耐圧の回路素子が必要となり、コストア
ップを招くという問題もある。

（ｃ）インピーダンス制御方式 この方式では、放電灯Ｌａと直列にインピーダンス素子
を挿入することによりランプ電流を絞って調光するもの
である。この場合、チョッパー回路におけるスイッチン
グ動作は調光には関係なく、一定であるが、調光するに
従って負荷消費電力が低下するため、結果としてチョッ
パー回路の出力電圧■ｃ、は上昇し、前述の相補パルス
幅制御方式においてスイッチング素子Ｑ１のオン・デユ
ーティを小さくして調光する場合と同様に、広い範囲で
調光することが困難となり、高耐圧の回路素子が必要と
なり、コストアップを招くという問題がある。

（ｄ）位相制御方式 この方式では、トライアック等を位相制御することによ
り、入力電流の実効値を制御して調光するものである。

ところが、位相制御方式では、その性質上、入力電流高
調波歪みが必ず発生し、入力力率も低下するため、チョ
ッパー兼用型のインバータ点灯装置を用いる利点を損な
うという問題がある。

（ｅ）周波数制御方式 この方式では、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のスイッチ
ング周波数を変化させて、放電灯Ｌａを調光するもので
ある。−船釣には、スイッチング周波数を高くすること
により放電灯Ｌａを調光するものであるが、この場合、
調光により負荷消費電力が低下するに従い、チョッパー
回路の出力電圧ＶＣ１も低下しようとする。しかしなが
ら、周波数変化による負荷消費電力の減少は、チョッパ
ー回路の出力電圧■ｃ、の減少に比べて顕著であるため
、結果として、チョッパー回路の出力電圧ＶＣ，は上昇
しようとする。このため、広い調光範囲で放電灯Ｌａを
調光することが困難となり、高耐圧の回路素子が必要と
なるため、コストアップを招くという問題がある。

（ｆ）ランプ電流体止区間制御方式 この方式では、ランプ電流を低周期で間欠的に休止させ
ることにより放電灯Ｌａを調光するものである。ところ
が、ランプ電流を間欠的に休止させるために、チョッパ
ー兼用型のインバータ装置の動作を間欠的に停止させた
場合には、入力電流が間欠的に休止することとなり、入
力電流に歪みが発生するという問題がある。また、チョ
ッパー兼用型のインバータ装置の動作を停止させずに、
ランプ電流の休止区間を設けた場合には、チョッパー回
路の出力電圧■ｃ、が上昇しようとするため、広い範囲
で放電灯Ｌａを調光することが困難となり、高耐圧の素
子が必要となるので、コストアップを招くという問題が
ある。

（ｇ）入力電圧振幅制御方式 この方式では、インバータ回路の入力電圧を変化させる
ことにより放電灯Ｌａを調光する。ものである、第９図
の回路では、平滑コンデンサＣ１の電圧ｖｃコを変化さ
せるものであるが、それには、（ｉ）動作周波数を変化
させる方式、（ｉｉ）スイッチング素子Ｑ２のオン・デ
ユーティを変化させる方式、（ｉｉｉ）インダクタし、
の値を変化させる方式等が考えられるが、（ｉ）、（ｉ
ｉ）の各方式は前述の周波数制御方式やデユーティ制御
方式と本質的に同じであり、（ｉｉｉ）のインダクタＬ
１の値を変化させる方式はコスト的に実現困難であると
いう問題がある。

また、以上述べた問題は、その負荷が放電灯以外のもの
であっても、その負荷消費電力を減じた場合には同様に
生じる問題である。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、負荷の消費電力を広い範囲に亘
って変化させても、その入力力率が高力率で、且つ入力
電流高調波歪みの少ない負荷制御装置を安価に提供する
ことにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明者は、上述した各種の調光手段について、その問
題点を分析し、鋭意検討を重ねた結果、これらの調光手
段が次の３種類に大別されることを見出だした。

（１）第１の調光手段は、調光するに従ってチョッパー
の昇圧比が上昇する調光方式であり、広い調光範囲を得
ることが困難で、高耐圧の素子が必要となり、コストア
ップを招くという問題がある。

具体的には、インピーダンス制御方式、スイッチング素
子Ｑ、のオン・デユーティを小さくして調光する相補パ
ルス幅制御方式、周波数制御方式、インバータの動作を
停止させないランプ電流体止区間制御方式、チョッパー
の動作周波数変化による入力電圧振幅制御方式が挙げら
れる。

（ＩＩ）第２の調光手段は、調光するに従ってチョッパ
ーの昇圧比が低下する調光方式であり、入力電流高調波
歪みが発生し、入力力率が低下するという問題がある。

具体的には、デユーティ制御方式、スイッチング素子Ｑ
２のオン・デユーティを小さくして調光する相補パルス
幅制御方式、チョッパーのオン・デユーティ制御による
入力電圧振幅制御方式、インバータの動作を停止させる
ランプ電流体止区間制御方式、スイッチング素子Ｑ２の
オンデユーテイを小さくして調光する入力電圧振幅制御
方式が挙げられる。

（ＩＩＩ）第３の調光手段は、本質的に入力電流に高調
波歪みの発生する調光方式であり、具体的には、位相制
御方式が挙げられる。

このうち、第３の調光手段は入力電流に高調波歪みが発
生することを本質的に避けられない方式であるから、採
用することができない、そこで、調光するに従ってチョ
ッパーの昇圧比が上昇する第１の調光手段と、調光する
に従ってチョッパーの昇圧比が低下する第２の調光手段
を併用すれば、広い調光範囲に亘って安定した調光制御
を実現できると考えられる。また、この原理は負荷が放
電灯でない場合にも一最的に適用されると考えられる。

本発明はこのような知見に基づいてなされたものであり
、その基本構成を第１図に示す０本発明の負荷制御装置
は、商用交流電源Ｖｓと、平滑用コンデンサＣを含むチ
ョッパー兼用型のインバータ装置３と、このインバータ
装置３によって給電される放電灯Ｌａのような負荷と、
負荷消費電力の低減に従って前記平滑コンデンサＣの電
圧Ｖｃを上昇させる第１の負荷消費電力制御手段１と、
負荷消費電力の低減に従って前記平滑コンデンサＣの電
圧Ｖｃを低下させる第２の負荷消費電力制御手段２とを
備えている。そして、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの変
動範囲を適正な範囲内に抑えるように、第１の負荷消費
電力制御手段１と第２の負荷消費電力制御手段２により
負荷消費電力を制御することを特徴とするものである。

ここで、コンデンサＣの電圧Ｖｅの適正な範囲とは、下
限は入力力率が高力率となり、且つ入力電流高調波歪み
が充分少なくなるような値であり、また、上限は使用す
る回路素子（例えば平滑用コンデンサやスイッチング素
子等）の耐圧などによって決定される。

し作用］ 本発明にあっては、このように、負荷消費電力を低減す
るに従ってチョッパーの昇圧比が上昇する第１の負荷消
費電力制御手段と、負荷消費電力を低減するに従ってチ
ョッパーの昇圧比が低下する第２の負荷消費電力制御手
段とを併用したので、全体として見れば、負荷消費電力
を変化させてもチョッパーの昇圧比は余り変化しないこ
とになる。

このため、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの低下に起因す
る入力力率の低下や入力電流高調波歪みの増大を招くこ
とがなく、また、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの上昇に
対して各回路素子の高耐圧化を図る必要も生じない。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例の基本的な構成は、第９図に示す従来例とほぼ
同じであるが、平滑コンデンサＣ３の電圧ｖｃ、を抵抗
Ｒ，，，Ｒ，，よりなる分圧回路にて検出し、ダイオー
ドＩ）＋ｔを介して発振回路ＩＣ，の抵抗端子（６番ビ
ン）に帰還している点が異なる。このように構成するこ
とにより、発振回路ＩＣ，は抵抗Ｒ１１と電圧■ｃ、の
値により決定される周波数で発振動作を行うものであり
、電圧ｖｃ、の値が低下するに従い、発振周波数は徐々
に高くなって行くものである。また、本実施例では、発
振制御端子（１３番ピン）をアースレベルに接続してシ
ングル・エンド動作を選択しているので、出力端子（９
番、１０番ビン）からは同相の出力信号が得られる。

この出力信号を前述のドライバー回路ＩＣ，（ＩＲ社製
ｌＲ２１１０）の一方の入力端子（１２番ピン）に入力
すると共に、反転回路Ｇ、にて論理反転した信号を他方
の入力端子（１０番ビン）に入力している０発振回路Ｉ
Ｃ，から出力される信号のオン・デユーティは可変抵抗
ＶＲ，，によって基準電圧（１４番ビンの出力電圧）を
分割した電圧（４番ビンの入力電圧）によって決定され
る。したがって、ドライバー回路ＩＣ２の出力端子（１
番ピン、７番ビン）には、相補的にオン・デユーティが
変化する、いわゆる相補パルス幅変調のドライブ信号が
得られるものである。

次に、主回路部の構成については第９図に示す従来例と
ほぼ同じであるが、本実施例にあっては、微弱直流電流
を通電するための抵抗Ｒ３を付加している。これにより
、例えば相対照度比１％程度の低光束でも放電灯Ｌａを
安定に点灯できる。共振用のコンデンサＣｓは放電灯Ｌ
ａの電源側に並列接続し、直流カット用のコンデンサＣ
６を設けて、抵抗Ｒ１からの微弱直流電流が共振回路に
影響を与えないように構成している。なお、第９図の従
来例では共振用のコンデンサＣ５がフィラメント通電用
のインピーダンス要素を兼ねているが、本実施例では、
フィラメントｆ、　、ｆ、に予熱電流を通電するための
電源Ｅ　＋　、　Ｅ　ｚを別に設けている。

第３図は本実施例における制御回路部の動作波形図を示
している。全点灯時には、第３図（ａ）　、　（ｂ）に
示すように、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のオン・デユ
ーティは略等しく、発振周波数は低いが、調光時には、
同図（ｃ）　、　（ｄ）に示すように、スイッチング素
子Ｑ、のオン・デユーティが小さくなり、発振周波数は
高くなる。このように、本実施例にあっては、調光する
と発振周波数が高くなり、チョッパーの出力電圧ｖｃ、
が上昇する第１の調光手段と、調光するとスイッチング
素子Ｑ２のオン・デユーティが小さくなり、チョッパー
の出力電圧ＶＣ１が低下する第２の調光手段とを併用し
ているので、全体として見れば、調光してもチョッパー
の出力電圧■ｃ３は余り変化しない、したがって、入力
力率が低下したり、入力電流高調波歪みの増大を招くこ
とがなく、回路素子の耐圧を高くする必要もない。

第４図は本実施例における入力電流Ｉ　ＡＣ及びチョッ
パーの出力電圧■ｃ、の波形を示している。同図（ａ）
　、　（ｂ）に示す全点灯時においても、同図（ｅ）、
（ｄ）に示す調光時においても、入力電流ＩＡＣは略正
弦波状であり、チョッパーの出力電圧Ｖ。、も余り大き
くは変化しない。

一例として、第２図の回路において、Ｌ、＝２゜４−〇
、　　Ｌ２＝　３．９１１８．　　Ｃ＊＝　１　２５μ
Ｆ、Ｃ，＝０．６８μＦ、Ｃ５＝１００００ｐＦ、Ｃ１
＝８９００ｐＦ、Ｒ＋＝１００にΩ、商用交流電源Ｖｓ
がＡＣ１００Ｖ６０Ｈｚである場合の実験結果を第５図
に示す、同図に示すように、調光するに従い、スイッチ
ング素子Ｑ２のオン・デユーティは小さくなり、発振周
波数は高くなって行く、このとき、＋ａミツバー１）出
力電圧Ｖ、は１６０Ｖ〜３５０ｖの範囲で変化したが、
入力電流の高調波歪み成分は許容し得る範囲であった。

［実施例２］ 第６図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例の基本的な構成は、第９図に示す従来例とほぼ
同じであるが、主回路部において、放電灯Ｌａと直列に
インピーダンス素子Ｚを挿入し、このインピーダンス素
子Ｚと並列に調光スイッチＳＷｌを接続している。また
、制御回路部において、可変抵抗ＶＲ，，と直列に抵抗
Ｒ１゜を挿入し、この抵抗Ｒ１゜と並列に調光スイッチ
Ｓ　Ｗ　＋　＋を接続している。調光スイッチＳＷ、と
５Ｗ１１とは連動しており、全点灯時には共にオン、調
光点灯時には共にオフとなる。

第７図は本実施例の動作波形図である。同図（ａ）。

（ｂ）に示すように、全点灯時においては、スイッチン
グ素子Ｑ、、Ｑ、のオン・デユーティが大きく、調光時
においては、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、のオン・デユ
ーティは小さくなる。これによって、いわゆるデユーテ
ィ制御による段調光が可能となる。このデユーティ制御
では、調光すると、チョッパーの出力電圧Ｖｃ３が低下
する。一方、全点灯時に調光スイッチＳ　Ｗ　＋がオン
となり、調光時に調光スイッチＳＷ、がオフとなること
により、調光時にのみ放電灯Ｌｍと直列にインピーダン
ス素子Ｚが挿入されることとなる。これによって、いわ
ゆるインピーダンス制御による段調光が可能となる。こ
のインピーダンス制御では、調光すると、チョッパーの
出力電圧ｖｃ、が上昇する。このため、本実施例におい
ても、調光時と全点灯時とでチョッパーの出力電圧■ｃ
、が大きく変動することはなく、入力力率が低下したり
、入力電流高調波歪みの増大を招くことがなく、回路素
子の耐圧を高くする必要もない。

［実施例３コ 第８図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例においては、制御回路部の構成は第２図に示し
た第１実施例と全く同じであるが、主回路部のチョッパ
ー回路が昇圧型のチョッパーではなく、昇降圧型のチョ
ッパーである点が第１実施例とは異なっている。すなわ
ち、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端には、スイッ
チング素子Ｑと負荷回路を介してインダクタＬ１が接続
されており、インダクタＬＩの両端にはダイオードＤ、
を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。スイッ
チング素子Ｑ、がオンされた時にインダクタし、に電磁
エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ、がオフさ
れた時に前記電磁エネルギーがダイオードＤ、を介して
平滑コンデンサＣ２に放出され、平滑コンデンサＣ１が
充電される。つまり、本実施例にあっては、スイッチン
グ素子Ｑ１がインバータ回路とチョッパー回路とで兼用
されている。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖ。、は、
ダイオードＤ４を介してインバータ回路の直流入力端、
つまりスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の直列回路に印加さ
れている。このダイオードＤ４はダイオードブリッジＤ
Ｂの出力が平滑コンデンサＣ１に直接流れ込むことを防
止するために設けられている。

なお、コンデンサＣ８は高周波バイパス用であり、平滑
コンデンサＣ１に比べて十分に容量は小さく設定されて
いる。

本実施例にあっては、制御回路部の構成は第１実施例と
全く同一であるから、可変抵抗ＶＲ１１によりスイッチ
ング素子Ｑ、、Ｑ２のオン・デユーティが相補的に変化
する相補パルス幅変調制御と、平滑コンデンサＣ１の電
圧■ｃ、により発振回路ＩＣ＋の発振周波数が変化する
周波数制御とが行われる。

したがって、第１実施例の場合と同様に、広い範囲に亘
って調光制御しても平滑コンデンサＣｊの電圧■ｃ、が
大きく変動することはない。

以上の実施例では、直列共振型のインバータ回路を例示
したが、ハーフブリッジ式インバータ回路やフルブリッ
ジ式インバータ回路、一方式インバータ回路、プッシュ
プル式インバータ回路等であっても良いことは言うまで
もない。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、商用交流電源を入力
とし、チョッパー兼用型のインバータ装置にて負荷に低
周波リップル成分の少ない高周波電力を供給する負荷制
御装置において、負荷消費電力を低減するに従ってチョ
ッパーの昇圧比が上昇する第１の負荷消費電力制御手段
と、負荷消費電力を低減するに従ってチョッパーの昇圧
比が低下する第２の負荷消費電力制御手段とを併用した
ので、全体として見れば、負荷消費電力を変化させても
チョッパーの昇圧比は余り変化しないことになり、した
がって、平滑コンデンサの電圧低下に起因する入力力率
の低下や入力電流高調波歪みの増大を招くことがなく、
また、平滑コンデンサの電圧上昇に対して各回路素子の
高耐圧化を図る必要もなく、負荷消費電力を広い範囲に
亘って制御することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の第１実施例の回路図、第３図及び第４図は
同上の動作波形図、第５図は同上の動作説明図、第６図
は本発明の第２実施例の回路図、第７図は同上の動作波
形図、第８図は本発明の第３実施例の回路図、第９図は
従来例の回路図、第１０図及び第１１図は同上の動作波
形図である。 １は第１の負荷消費電力制御手段、２は第２の負荷消費
電力制御手段、３はチョッパー兼用型のインバータ装置
である。 第１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、この交流電源を整流する整流回路と
   、スイッチング素子と、このスイッチング素子のオン・
   オフ動作に基づいて直流入力を高周波出力に変換する高
   周波変換回路と、この高周波変換回路の直流入力側に接
   続された平滑コンデンサと、前記整流回路の出力端と前
   記スイッチング素子との間に介在し、スイッチング素子
   のオン期間中にエネルギーを蓄積すると共に、スイッチ
   ング素子のオフ時に前記エネルギーを前記平滑コンデン
   サに放出するインダクタンス要素とを有するチョッパー
   兼用型のインバータ装置と、前記インバータ装置の高周
   波出力により駆動される負荷と、負荷消費電力を減じる
   と、前記平滑コンデンサの両端電圧が上昇するような第
   １の負荷消費電力制御手段と、前記平滑コンデンサの両
   端電圧の変動範囲を抑制するように第１の負荷消費電力
   制御手段と関連して動作し、負荷消費電力を減じると、
   前記平滑コンデンサの両端電圧が低下するような第２の
   負荷消費電力制御手段とを具備することを特徴とする負
   荷制御装置。