JPH02186717A - スイッチング回路及びその信号伝送方法 - Google Patents
スイッチング回路及びその信号伝送方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
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- H03K19/195—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using superconductive devices
- H03K19/1952—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using superconductive devices with electro-magnetic coupling of the control current
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/92—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of superconductive devices
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- Y10S505/00—Superconductor technology: apparatus, material, process
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- Y10S505/857—Nonlinear solid-state device system or circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は電子計算機等に利用する超高速回路に係り、特
に量子磁束パラメトロン回路のように定常状態で出力線
に電圧を発生しないスイッチング回路及びその信号伝送
方法に関する。 ［従来の技術］ ジョセフソン素子を使ったスイッチング回路である量子
磁束パラメトロン（Ｑｕａｎｔｕｍ ＦｌｕｘＰａｒａ
ｕ＋ｅｔｒｏｎ、以下ＱＦＰ回路と略記する）は超高速
で消費電力が極めて小さいという特性を備え、高性能の
電子計算機等への実用化が期待されている。ＱＦＰ回路
の構成、動作原理については昭和５９年度理化学研究所
シンポジウム予稿第１−３頁及び第４８−７８頁、昭和
６０年度理化学研究所シンポジウム予稿第１−１３頁、
昭和６１年度理化学研究所シンポジウム予稿第５３−５
８頁。 特開昭５９−１４３４２７等に開示されているが、説明
のため以下に簡単に紹介する。 第２図にＱＦＰ回路の回路構成を示す、ＱＦＰ回路は、
ジョセフソン素子１．２及びインダクタ３．４により構
成される超電導ループ５と、励振線６とからなる。超電
導ループ５は入力線７と負荷インダクタ８とに接続され
ている。負荷インダクタ８は、実際には次段のＱＦＰ回
路への配線や次段のＱＦＰ回路自体等が実効的にインダ
クタとみなされるため、１つのインダクタで示したもの
である。以下、このＱＦＰ回路の動作を簡単に説明する
。 まず、励振線６に励振電流を印加しない状態で、入力線
７を介して超電導ループ５に微弱な電流を流す。次に励
振ｍ６に励振電流を印加すると、超電導ループの持つ物
理的性質により入力、ｌＥの向きに対応して負荷インダ
クタ８に、増幅された正方向（超電導ループ５から負荷
インダクタ８に向かう方向）または負方向（負荷インダ
クタ８から超電導ループ５に向かう方向）の電流が流れ
る。 これらをそれぞれ論理的なＩＩ Ｉ ＩＩ 、 ＩＩＱ
ＩＩに対応させる。入力線は一般には複数の端子に接
続されており、各々の端子に前段のＱＦＰ回路の出力を
接続すれば、入力線の電流の向きはそれらの合計になる
ので、多数決論理の機能が実現できる。このＱＦＰ回路
によるスイッチング回路は定常状態では出力線に電圧を
発生しないので消費電力が極めて少ないという特徴を有
する。 ［発明が解決しようとする課題１ 上述のＱＦＰ回路の動作原理は超電導ループ５から負荷
インダクタ８を通り、グランドを経由して超電導ループ
５に戻るループ（以下これを負荷ループと呼ぶ）が超電
導状態であることを前提としている。ところが、負荷ル
ープの抵抗がゼロであるために、負荷ループの自己イン
ダクタンスＬとジョセフソン素子１．２や配線の浮遊容
量の合計Ｃによって高速動作時にリンギングを生ずる。 このリンギングを抑制するためには、／Ｔでの値が回路
の動作時間に比べて十分水さいことが必要である。この
結果、１つのＱＦＰ回路と次段のＱＦＰ回路の間の配線
はあまり長くすることができず、回路自体は高速、低消
費電力であるにもかかわらず、高集積化が困難であると
いう問題があつた・ 本発明の１］的は上述のリンギングを生ずることなく、
また消費電力を増大させることなく高速の信号を伝送で
きるスイッチング回路及びその信号伝送方法を提供する
ことにある。 （課題を解決するための手段］ この目的を達成するため本発明では、ＱＦＰ回路の出力
をトランス結合で取り出し、整合賀端した伝送線によっ
て信号を伝送する。
に量子磁束パラメトロン回路のように定常状態で出力線
に電圧を発生しないスイッチング回路及びその信号伝送
方法に関する。 ［従来の技術］ ジョセフソン素子を使ったスイッチング回路である量子
磁束パラメトロン（Ｑｕａｎｔｕｍ ＦｌｕｘＰａｒａ
ｕ＋ｅｔｒｏｎ、以下ＱＦＰ回路と略記する）は超高速
で消費電力が極めて小さいという特性を備え、高性能の
電子計算機等への実用化が期待されている。ＱＦＰ回路
の構成、動作原理については昭和５９年度理化学研究所
シンポジウム予稿第１−３頁及び第４８−７８頁、昭和
６０年度理化学研究所シンポジウム予稿第１−１３頁、
昭和６１年度理化学研究所シンポジウム予稿第５３−５
８頁。 特開昭５９−１４３４２７等に開示されているが、説明
のため以下に簡単に紹介する。 第２図にＱＦＰ回路の回路構成を示す、ＱＦＰ回路は、
ジョセフソン素子１．２及びインダクタ３．４により構
成される超電導ループ５と、励振線６とからなる。超電
導ループ５は入力線７と負荷インダクタ８とに接続され
ている。負荷インダクタ８は、実際には次段のＱＦＰ回
路への配線や次段のＱＦＰ回路自体等が実効的にインダ
クタとみなされるため、１つのインダクタで示したもの
である。以下、このＱＦＰ回路の動作を簡単に説明する
。 まず、励振線６に励振電流を印加しない状態で、入力線
７を介して超電導ループ５に微弱な電流を流す。次に励
振ｍ６に励振電流を印加すると、超電導ループの持つ物
理的性質により入力、ｌＥの向きに対応して負荷インダ
クタ８に、増幅された正方向（超電導ループ５から負荷
インダクタ８に向かう方向）または負方向（負荷インダ
クタ８から超電導ループ５に向かう方向）の電流が流れ
る。 これらをそれぞれ論理的なＩＩ Ｉ ＩＩ 、 ＩＩＱ
ＩＩに対応させる。入力線は一般には複数の端子に接
続されており、各々の端子に前段のＱＦＰ回路の出力を
接続すれば、入力線の電流の向きはそれらの合計になる
ので、多数決論理の機能が実現できる。このＱＦＰ回路
によるスイッチング回路は定常状態では出力線に電圧を
発生しないので消費電力が極めて少ないという特徴を有
する。 ［発明が解決しようとする課題１ 上述のＱＦＰ回路の動作原理は超電導ループ５から負荷
インダクタ８を通り、グランドを経由して超電導ループ
５に戻るループ（以下これを負荷ループと呼ぶ）が超電
導状態であることを前提としている。ところが、負荷ル
ープの抵抗がゼロであるために、負荷ループの自己イン
ダクタンスＬとジョセフソン素子１．２や配線の浮遊容
量の合計Ｃによって高速動作時にリンギングを生ずる。 このリンギングを抑制するためには、／Ｔでの値が回路
の動作時間に比べて十分水さいことが必要である。この
結果、１つのＱＦＰ回路と次段のＱＦＰ回路の間の配線
はあまり長くすることができず、回路自体は高速、低消
費電力であるにもかかわらず、高集積化が困難であると
いう問題があつた・ 本発明の１］的は上述のリンギングを生ずることなく、
また消費電力を増大させることなく高速の信号を伝送で
きるスイッチング回路及びその信号伝送方法を提供する
ことにある。 （課題を解決するための手段］ この目的を達成するため本発明では、ＱＦＰ回路の出力
をトランス結合で取り出し、整合賀端した伝送線によっ
て信号を伝送する。
【作用１
トランス結合としたことによって、負荷ループはトラン
スの１次側のみを経由すればよく、超電導体をもって構
成することができるので、ＱＦＰ回路の動作が保証され
る。しかも、整合終端した伝送線を使うために波形が劣
化することがない。 さらに、微分波形を使うために抵抗中での電力消費が過
渡状態に限られ、平均的に低消費電力である。 【実施例】 以下本発明の一実施例を第１図によって説明す第３図以
降の各図面のＱＦＰ回路についても同様とする。 第１図において、ＱＦＰ回路１１の出力信号は。 トランスを構成する２つのインダクタンス１２と１３を
介して伝送線１４に伝えられる。このようなトランスは
、例えば１次側と２次側の細長い薄膜導体を絶縁層をは
さんで平行に配置することにより実現できる。伝送線１
４は１通常のストリップラインやマイクロストリップラ
インで良いが。 導体をロスのない超電導体にしておくことにより、伝送
途中での波形劣化を防ぐことができる。 伝送線１４の出力信号は、トランスを構成する２つのイ
ンダクタンス１５．１６を介して次段のＱＦＰ回路２０
の近傍に置かれたｒｆ−３ＱＵＩ号は、トランスを構成
する２つのインダクタ１８２．１９ａにより次段のＱＦ
Ｐｌ路２０に伝えらる。なお終端抵抗１７とインダクタ
１５は互いに入れ替えても良い。 第１図の１０１は、インダクタ１２に流れるＱＦＰ回路
１１の出力電流の概略の波形を示している。このとき、
トランスの２次側にあるインダクタ１３には、１０２の
ような微分波形が誘起される。この微分波形は伝送線１
４を通ってインダクタ１５に流れる。ここで、伝送線１
４は抵抗１７により整合終端されているので、長さにか
かわらずリンギング等の波形劣化を起こすことはない。 また、終端抵抗１７を流れる電流は微分波形であり、過
渡状態にしか流れないので、平均的には消費電力が少な
（て済む。 インダクタ１５に流れた信号電流は、インダクタ１５と
結合したインダクタ１６に流れ、定電流源２１の直流電
流と共にｒ ｆ −Ｓ Ｑ Ｕ Ｉ Ｄ １８に印加さ
れる。ｒｆ−８ＱＵＩＤ１８は、例えば早用尚夫編「超
高速ジョセフソンデバイス」 （培風館）第５１−５３
頁に詳しく述べられているように、（インダクタ１６か
ら）印加されたパルス電流の方向を記憶してインダクタ
１８２に、１０３に示すような波形の電流を流す性質を
持っており、積分回路として機能する。このｌ！流１０
３は、イ他のＱＦＰ回路（第１図には示していない）か
らト の信号をインダクタ１９．ａ、１９ｃ、・・・で受けて
多数決論理を実現することができる。 ここで、ｒｆ−３ＱＵＩＤ１８からインダクタ１９ａに
信号を取り出す場合、インダクタ１８２■ から取り出着かわりに、（）内に示すようジョセフソン
素子１８１側の枝にインダクタ１９ａと結合したインダ
クタ１８４からなるトランス結合回路を設けて取り出し
ても良い。 第３図は本発明の他の実施例を示す。ただし、第１図の
実施例と異なるのは、第１図の破線の右側のみなので、
第３図では第１図の左側の部分は省略しである。以下、
第４図〜第９図についても同様とする。 第３図の実施例においては、ｒｆ−８ＱＵＩＤ１８のル
ープ内にＱ＊Ｐ回路１８３を設け、ｒｆ−８ＱＩＪＩＤ
１８の信号を増幅して次段のＱＦＰ回路２０に送るので
、ＱＦＰ回路２０の入力信号振幅が十分大きくなり、安
定した動作が実現できる。この場合、他のＱＦＰ回路（
第３図には示していない）からの信号をｒｆ−８ＱＵＩ
Ｄ１８とＱＦＰ回路２０の間で直接接続することによっ
て。 多数決論理機能が実現できる。 第４図に本発明の他の実施例を示す。この実施例におい
ては、伝送ｆｉ１４を伝わってきた信号は磁気結合（ト
ランス結合）によらず直接ｒｆ−８ＱｔＪＩＤ１８に注
入されるので、磁気結合によるロスがないという特徴が
ある。 第１図、第３図、第４図の実施例はすべて、伝送線１４
を伝わってきた５８号電流をｒｆ−３ＱＵＩＤ１８に流
入させるものであったが、第５図のようにインダクタ１
５，１８２を介してｒｆ−３ＱＩＪＩＤ１８のループ内
の磁束を制御する構成をとってもよい。 また第１図、第３図、第４図、第５図の各実施例では、
ｒ ｆ −Ｓ Ｑ Ｕ Ｉ Ｄ ｌ ８のバイアス電流
を直流電流源２１から供給しているが、第６図に示すよ
うにインダクタ２１１を使って直流的な磁束の形で供給
する構成でもよい。 第７図に本発明の他の実施例を示す、この実施例におい
ては、伝送Ｍ１４がらの信号は、ｒｆ−８ＱＵＩＤの代
わりに、終端抵抗１７に並列に設けられたインダクタ１
５０とインダクタ１９ａを介して次段のＱＦＰ回路２０
に伝えられる。ここで、抵抗１７とインダクタ１５０で
決まる時定数が十分大きければ、インダクタ１５０．１
９ａには伝送線１４を伝わってきた信号を積分したもの
に比例する電流が流れ１次段のＱＦＰ回路２０に印加さ
れる。この構成は、ＱＦＰ回路１１の出力パルス幅が終
端抵抗１７とインダクタ１５０で決まる時定数より十分
小さくなければならないと言う制約がある反面、ｒｆ−
８ＱＵＩＤ１８やそれにバイアス電流を供給する直流電
流源２１を必要としないので、単純な構成ですむという
利点がある。 第８図に本発明の他の実施例を示す、この実施例は、イ
ンダクタ１５０を直接次段のＱ ＦＰ回路２０に接続し
ており、第７図の場合に比べて磁気結号によるロスが少
なくて済むという特徴を持っ゛でいる。この構成では他
のＱＦＰ回路（第８図には示していない）からの信シ３
・をインダクタ１５０と次段のＱＦＰ回路２００間で直
接接続すること４ノ によって多数決論機能が実現できる。 第９図に本発明の他の実施例を示す。この実施例では、
インダクタ１５０を直接次段のＱ ＦＩ）回路２０に接
続せず、ＱＦＰ回路２２を決って増幅してからインダク
タ２３．１９ａを介して次段のＱＩ’″Ｐ回路２０に伝
えているので振幅が十分大きくなり、安定した動作が実
現できる。 以上述べた実施例において、 Ｑ ＦＰ Ｉ Ｌの出力
をインダクタ１３と終端抵抗１７を使って微分する構成
をとっているが、ＱＦＰ回路１１の出力を第１０図の２
０１に示すような波形にするとともに、インダクタと終
端抵抗１７で決まる時定数がＱＦＰ回路１１の出力パル
ス１順より十分大きくなるように設定すれば、インダク
タ１５．１６には波形２０１に略比例する２０２のよう
な波形の電流が流れ、この結果ｒｆ ５ＱＵＩＤ１８
の出力波形は２０３のようになって第１図の波形１０３
と同じものが得られる。この場合もＱＦＰ回路カ １１の出船波形のパルス幅を小さくすれば、終慕抵抗１
７での消費電力は平均的には少なくて済む。 また、第１図において伝送線１４上で他の信号から被る
ノイズの影響を低減するため、差動信号を伝送する方法
をとってもよい、このためには第１図の実施例のインダ
クタ１３，１５．１６．伝送線１４．終端抵抗１７の部
分を、第１１図に示すような差動構成とすればよい、す
なわち、一対のインダクタ１３ａ、１３ｂによって互い
に極性の異なる信号を一対の伝送線１４ａ、１４ｂに伝
送し、これら伝送線に誘起されたノイズ信号を互いにキ
ャンセルさせる。受端側も一対のインダクタ１５ａ、１
５ｂ及び一対の終端抵抗１７ａ。 １７ｂで構成し、さらにインダクタ１５ａ、１５ｂに結
合したインダクタ１６ａ、１６ｂからなる一対のトラン
ス結合回路で差動信号を次段のＱＦＰｌ路へ供給する。 なお伝送線１４ ａ ＋ １４ ｂが十分対称に作ら
れており、ノイズ量が比較的少なければ、送受端でのグ
ランドへの接続（（）内）は省略してもよい。 また第１１図のインダクタ１．５ａ、１５ｂ、１６ａ、
１６ｂ、終端抵抗１７ａ、Ｌ７ｂの部分は、第１２図又
は、第１３図のように構成しても、同様の効果が得られ
ろ。 差動信号を伝送するには第１４図のような構１戊をとっ
てもよい。第１４図において、伝送１１４Ｃは２本の伝
送線を互いに結合させたもので、終端抵抗１７ｃ、１７
ｄ、１７ｅにより４１合終端されている。このような伝
送線の具体的構造については、たとえば特開昭６０−１
３４４４０号公報に開示されている。また、第１４図の
抵抗１７ｃ。 １７ｄ、１７ｅ、インダクタ１５．１６の部分は、第１
５図のよう構成しても同様の効果が得られる。 第１４図、第１５図においても、第１１図の場合と同様
、グランドへの接続（（）内）は省略してもよい日 以上、差動信号を伝送する場合を第１図の実施例を例に
とって説明したが、このような差動信号を伝送する構成
は、第３図、第５図、第６図、第７図の実施例についで
も同様に適用できる。また、第９図の実施例については
、伝送ｔＩＡ１４、終端抵抗１７、Ｑ ＦＰ回路２２．
インダクタ１５０．２３の部分を、第１６図、または第
１７図のように構成してもよい。第１６図、第１７図の
場合も、グランドへの接続（（）内）は省略しても良い
。 以上述べたスイッチング回路を使えば、従来のＱＦＰ回
路にくらべ回路間の配線長を長くすることができる。Ｑ
ＦＰ回路は、通常の半導体デバイリ ス等に比較して桑高速性を活用しようとすれば、１０〜
２Ｑｐｓ程度以下の立ち上り時間での利用が望まれる。 従来のＱＦＰ回路を用いた場合、立ち上り時間を２０ｐ
ｓとすると、リンギングが生じないためには１回路間の
配線のインダクタンスＬとキャパシタンスＣの積の平方
根ｆＴではおよそその１／１０の２ｐｓ以下でなければ
ならない。一方、配線が比誘電率２．０の誘電体で構成
されたマイクロストリップラインであるとすると、長さ
当りのインダクタンスとキャパシタンスの積の平方根は
５ ｐ ｓ ／ ｍ ｍなので、配線長の上限は０．４
ｍｍになる。これに対し本発明のスイッチング回路によ
れば５回路間の配線長に対し上記のような制限がなく、
大きなチップ上で信号を伝達することができ、高集積化
が可能である。 【発明の効果１ 本発明によれば、ＱＦＰ回路の出力信号の波形を劣化さ
せることなく遠方まで伝えることができ。 かつ消費電力が少なくて済む。
スの１次側のみを経由すればよく、超電導体をもって構
成することができるので、ＱＦＰ回路の動作が保証され
る。しかも、整合終端した伝送線を使うために波形が劣
化することがない。 さらに、微分波形を使うために抵抗中での電力消費が過
渡状態に限られ、平均的に低消費電力である。 【実施例】 以下本発明の一実施例を第１図によって説明す第３図以
降の各図面のＱＦＰ回路についても同様とする。 第１図において、ＱＦＰ回路１１の出力信号は。 トランスを構成する２つのインダクタンス１２と１３を
介して伝送線１４に伝えられる。このようなトランスは
、例えば１次側と２次側の細長い薄膜導体を絶縁層をは
さんで平行に配置することにより実現できる。伝送線１
４は１通常のストリップラインやマイクロストリップラ
インで良いが。 導体をロスのない超電導体にしておくことにより、伝送
途中での波形劣化を防ぐことができる。 伝送線１４の出力信号は、トランスを構成する２つのイ
ンダクタンス１５．１６を介して次段のＱＦＰ回路２０
の近傍に置かれたｒｆ−３ＱＵＩ号は、トランスを構成
する２つのインダクタ１８２．１９ａにより次段のＱＦ
Ｐｌ路２０に伝えらる。なお終端抵抗１７とインダクタ
１５は互いに入れ替えても良い。 第１図の１０１は、インダクタ１２に流れるＱＦＰ回路
１１の出力電流の概略の波形を示している。このとき、
トランスの２次側にあるインダクタ１３には、１０２の
ような微分波形が誘起される。この微分波形は伝送線１
４を通ってインダクタ１５に流れる。ここで、伝送線１
４は抵抗１７により整合終端されているので、長さにか
かわらずリンギング等の波形劣化を起こすことはない。 また、終端抵抗１７を流れる電流は微分波形であり、過
渡状態にしか流れないので、平均的には消費電力が少な
（て済む。 インダクタ１５に流れた信号電流は、インダクタ１５と
結合したインダクタ１６に流れ、定電流源２１の直流電
流と共にｒ ｆ −Ｓ Ｑ Ｕ Ｉ Ｄ １８に印加さ
れる。ｒｆ−８ＱＵＩＤ１８は、例えば早用尚夫編「超
高速ジョセフソンデバイス」 （培風館）第５１−５３
頁に詳しく述べられているように、（インダクタ１６か
ら）印加されたパルス電流の方向を記憶してインダクタ
１８２に、１０３に示すような波形の電流を流す性質を
持っており、積分回路として機能する。このｌ！流１０
３は、イ他のＱＦＰ回路（第１図には示していない）か
らト の信号をインダクタ１９．ａ、１９ｃ、・・・で受けて
多数決論理を実現することができる。 ここで、ｒｆ−３ＱＵＩＤ１８からインダクタ１９ａに
信号を取り出す場合、インダクタ１８２■ から取り出着かわりに、（）内に示すようジョセフソン
素子１８１側の枝にインダクタ１９ａと結合したインダ
クタ１８４からなるトランス結合回路を設けて取り出し
ても良い。 第３図は本発明の他の実施例を示す。ただし、第１図の
実施例と異なるのは、第１図の破線の右側のみなので、
第３図では第１図の左側の部分は省略しである。以下、
第４図〜第９図についても同様とする。 第３図の実施例においては、ｒｆ−８ＱＵＩＤ１８のル
ープ内にＱ＊Ｐ回路１８３を設け、ｒｆ−８ＱＩＪＩＤ
１８の信号を増幅して次段のＱＦＰ回路２０に送るので
、ＱＦＰ回路２０の入力信号振幅が十分大きくなり、安
定した動作が実現できる。この場合、他のＱＦＰ回路（
第３図には示していない）からの信号をｒｆ−８ＱＵＩ
Ｄ１８とＱＦＰ回路２０の間で直接接続することによっ
て。 多数決論理機能が実現できる。 第４図に本発明の他の実施例を示す。この実施例におい
ては、伝送ｆｉ１４を伝わってきた信号は磁気結合（ト
ランス結合）によらず直接ｒｆ−８ＱｔＪＩＤ１８に注
入されるので、磁気結合によるロスがないという特徴が
ある。 第１図、第３図、第４図の実施例はすべて、伝送線１４
を伝わってきた５８号電流をｒｆ−３ＱＵＩＤ１８に流
入させるものであったが、第５図のようにインダクタ１
５，１８２を介してｒｆ−３ＱＩＪＩＤ１８のループ内
の磁束を制御する構成をとってもよい。 また第１図、第３図、第４図、第５図の各実施例では、
ｒ ｆ −Ｓ Ｑ Ｕ Ｉ Ｄ ｌ ８のバイアス電流
を直流電流源２１から供給しているが、第６図に示すよ
うにインダクタ２１１を使って直流的な磁束の形で供給
する構成でもよい。 第７図に本発明の他の実施例を示す、この実施例におい
ては、伝送Ｍ１４がらの信号は、ｒｆ−８ＱＵＩＤの代
わりに、終端抵抗１７に並列に設けられたインダクタ１
５０とインダクタ１９ａを介して次段のＱＦＰ回路２０
に伝えられる。ここで、抵抗１７とインダクタ１５０で
決まる時定数が十分大きければ、インダクタ１５０．１
９ａには伝送線１４を伝わってきた信号を積分したもの
に比例する電流が流れ１次段のＱＦＰ回路２０に印加さ
れる。この構成は、ＱＦＰ回路１１の出力パルス幅が終
端抵抗１７とインダクタ１５０で決まる時定数より十分
小さくなければならないと言う制約がある反面、ｒｆ−
８ＱＵＩＤ１８やそれにバイアス電流を供給する直流電
流源２１を必要としないので、単純な構成ですむという
利点がある。 第８図に本発明の他の実施例を示す、この実施例は、イ
ンダクタ１５０を直接次段のＱ ＦＰ回路２０に接続し
ており、第７図の場合に比べて磁気結号によるロスが少
なくて済むという特徴を持っ゛でいる。この構成では他
のＱＦＰ回路（第８図には示していない）からの信シ３
・をインダクタ１５０と次段のＱＦＰ回路２００間で直
接接続すること４ノ によって多数決論機能が実現できる。 第９図に本発明の他の実施例を示す。この実施例では、
インダクタ１５０を直接次段のＱ ＦＩ）回路２０に接
続せず、ＱＦＰ回路２２を決って増幅してからインダク
タ２３．１９ａを介して次段のＱＩ’″Ｐ回路２０に伝
えているので振幅が十分大きくなり、安定した動作が実
現できる。 以上述べた実施例において、 Ｑ ＦＰ Ｉ Ｌの出力
をインダクタ１３と終端抵抗１７を使って微分する構成
をとっているが、ＱＦＰ回路１１の出力を第１０図の２
０１に示すような波形にするとともに、インダクタと終
端抵抗１７で決まる時定数がＱＦＰ回路１１の出力パル
ス１順より十分大きくなるように設定すれば、インダク
タ１５．１６には波形２０１に略比例する２０２のよう
な波形の電流が流れ、この結果ｒｆ ５ＱＵＩＤ１８
の出力波形は２０３のようになって第１図の波形１０３
と同じものが得られる。この場合もＱＦＰ回路カ １１の出船波形のパルス幅を小さくすれば、終慕抵抗１
７での消費電力は平均的には少なくて済む。 また、第１図において伝送線１４上で他の信号から被る
ノイズの影響を低減するため、差動信号を伝送する方法
をとってもよい、このためには第１図の実施例のインダ
クタ１３，１５．１６．伝送線１４．終端抵抗１７の部
分を、第１１図に示すような差動構成とすればよい、す
なわち、一対のインダクタ１３ａ、１３ｂによって互い
に極性の異なる信号を一対の伝送線１４ａ、１４ｂに伝
送し、これら伝送線に誘起されたノイズ信号を互いにキ
ャンセルさせる。受端側も一対のインダクタ１５ａ、１
５ｂ及び一対の終端抵抗１７ａ。 １７ｂで構成し、さらにインダクタ１５ａ、１５ｂに結
合したインダクタ１６ａ、１６ｂからなる一対のトラン
ス結合回路で差動信号を次段のＱＦＰｌ路へ供給する。 なお伝送線１４ ａ ＋ １４ ｂが十分対称に作ら
れており、ノイズ量が比較的少なければ、送受端でのグ
ランドへの接続（（）内）は省略してもよい。 また第１１図のインダクタ１．５ａ、１５ｂ、１６ａ、
１６ｂ、終端抵抗１７ａ、Ｌ７ｂの部分は、第１２図又
は、第１３図のように構成しても、同様の効果が得られ
ろ。 差動信号を伝送するには第１４図のような構１戊をとっ
てもよい。第１４図において、伝送１１４Ｃは２本の伝
送線を互いに結合させたもので、終端抵抗１７ｃ、１７
ｄ、１７ｅにより４１合終端されている。このような伝
送線の具体的構造については、たとえば特開昭６０−１
３４４４０号公報に開示されている。また、第１４図の
抵抗１７ｃ。 １７ｄ、１７ｅ、インダクタ１５．１６の部分は、第１
５図のよう構成しても同様の効果が得られる。 第１４図、第１５図においても、第１１図の場合と同様
、グランドへの接続（（）内）は省略してもよい日 以上、差動信号を伝送する場合を第１図の実施例を例に
とって説明したが、このような差動信号を伝送する構成
は、第３図、第５図、第６図、第７図の実施例についで
も同様に適用できる。また、第９図の実施例については
、伝送ｔＩＡ１４、終端抵抗１７、Ｑ ＦＰ回路２２．
インダクタ１５０．２３の部分を、第１６図、または第
１７図のように構成してもよい。第１６図、第１７図の
場合も、グランドへの接続（（）内）は省略しても良い
。 以上述べたスイッチング回路を使えば、従来のＱＦＰ回
路にくらべ回路間の配線長を長くすることができる。Ｑ
ＦＰ回路は、通常の半導体デバイリ ス等に比較して桑高速性を活用しようとすれば、１０〜
２Ｑｐｓ程度以下の立ち上り時間での利用が望まれる。 従来のＱＦＰ回路を用いた場合、立ち上り時間を２０ｐ
ｓとすると、リンギングが生じないためには１回路間の
配線のインダクタンスＬとキャパシタンスＣの積の平方
根ｆＴではおよそその１／１０の２ｐｓ以下でなければ
ならない。一方、配線が比誘電率２．０の誘電体で構成
されたマイクロストリップラインであるとすると、長さ
当りのインダクタンスとキャパシタンスの積の平方根は
５ ｐ ｓ ／ ｍ ｍなので、配線長の上限は０．４
ｍｍになる。これに対し本発明のスイッチング回路によ
れば５回路間の配線長に対し上記のような制限がなく、
大きなチップ上で信号を伝達することができ、高集積化
が可能である。 【発明の効果１ 本発明によれば、ＱＦＰ回路の出力信号の波形を劣化さ
せることなく遠方まで伝えることができ。 かつ消費電力が少なくて済む。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は従来のＱ
ＦＰ回路を示す図、第；３図４第９図はそれぞれ本発明
の他の実施例を示す図、第１０図は本発明のスイッチン
グ回路の各部分での波形で、第１図中に示したものと異
なる使い方の例を示す図、第１１図〜第１４図は伝送線
とその送受端部の実施例を示す図である。 符号の説明 １１・・Ｑ ＦＰ回路 １２．１３．１５．１６・・・インダクタ。 １４・・伝送線。 １７ ・終端抵抗。 １８−−− ｒ ｆ−３ＱＵ Ｔ Ｄ ２０・・次段のＱＥＰ回路 第１目
ＦＰ回路を示す図、第；３図４第９図はそれぞれ本発明
の他の実施例を示す図、第１０図は本発明のスイッチン
グ回路の各部分での波形で、第１図中に示したものと異
なる使い方の例を示す図、第１１図〜第１４図は伝送線
とその送受端部の実施例を示す図である。 符号の説明 １１・・Ｑ ＦＰ回路 １２．１３．１５．１６・・・インダクタ。 １４・・伝送線。 １７ ・終端抵抗。 １８−−− ｒ ｆ−３ＱＵ Ｔ Ｄ ２０・・次段のＱＥＰ回路 第１目
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、量子磁束パラメトロンと、整合終端した伝送線とを
有し、上記量子磁束パラメトロンの出力信号を磁気結合
により上記伝送線に接続したことを特徴とするスイッチ
ング回路 ２、上記伝送線からの信号を積分回路で受けて次段の量
子磁束パラメトロンに供給することを特徴とする請求項
１記載のスイッチング回路。 ３、上記積分回路はｒｆ−ＳＱＵＩＤであることを特徴
とする請求項２記載のスイッチング回路。 ４、上記積分回路は抵抗とインダクタを組合せたもので
あることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路
。 ５、ディジタル回路の出力の微分波形を伝送線によって
伝えることを特徴とする信号伝送方法。 ６、量子磁束パラメトロンの出力信号を整合終端した伝
送線にトランス結合により伝送することを特徴とする信
号伝送方法。 ７、上記伝送線からの信号を積分して次段の量子磁束パ
ラメトロンに供給することを特徴とする請求項６記載の
信号伝送方法。 ８、上記量子磁束パラメトロン間の配線長の最大値が０
．４ｍｍ以上であることを特徴とする請求項７記載の信
号伝送方法。 ９、上記量子磁束パラメトロンの信号を、互いに極性の
異なる差動信号として上記伝送線にトランス結合したこ
とを特徴とする請求項６又は７に記載の信号伝送方法。 １０、量子磁束パラメトロンと、整合終端した伝送線と
、上記量子磁束パラメトロンの出力信号を磁気結合によ
り上記伝送線に接続するトランス結合回路とからなるこ
とを特徴とする伝送線駆動回路。 １１、上記伝送線からの信号を積分して次段の量子磁束
パラメトロンに供給する積分回路を有することを特徴と
する請求項１０記載の伝送線駆動回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1004997A JPH02186717A (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スイッチング回路及びその信号伝送方法 |
| US07/458,161 US5146119A (en) | 1989-01-13 | 1989-12-28 | Switching circuit and its signal transmission method |
| EP19900100043 EP0378076A3 (en) | 1989-01-13 | 1990-01-02 | Switching circuit and its signal transmission method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1004997A JPH02186717A (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スイッチング回路及びその信号伝送方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02186717A true JPH02186717A (ja) | 1990-07-23 |
Family
ID=11599235
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1004997A Pending JPH02186717A (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スイッチング回路及びその信号伝送方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5146119A (ja) |
| EP (1) | EP0378076A3 (ja) |
| JP (1) | JPH02186717A (ja) |
Families Citing this family (3)
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| US8571614B1 (en) | 2009-10-12 | 2013-10-29 | Hypres, Inc. | Low-power biasing networks for superconducting integrated circuits |
| US10222416B1 (en) | 2015-04-14 | 2019-03-05 | Hypres, Inc. | System and method for array diagnostics in superconducting integrated circuit |
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1989
- 1989-01-13 JP JP1004997A patent/JPH02186717A/ja active Pending
- 1989-12-28 US US07/458,161 patent/US5146119A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-01-02 EP EP19900100043 patent/EP0378076A3/en not_active Withdrawn
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60105330A (ja) * | 1983-11-14 | 1985-06-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ジヨセフソン伝送回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5146119A (en) | 1992-09-08 |
| EP0378076A2 (en) | 1990-07-18 |
| EP0378076A3 (en) | 1990-10-10 |
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