JPH02184110A - 電圧信号を周波数信号に変換するためのおよび周波数信号を電圧信号に変換するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電圧信号を周波数信号に変換するための方法
と装置および、周波数信号乞電圧信号に変換するための
方法と装置に関する。

従来技術 公知技術による電圧・周波数変換器は非対称の線形の電
圧・周波数特性を有する。偽似的な対称特性乞得るため
にを工、電圧オフセットオよび周波数オフセラ）Ｙ導入
して、入力信号馨この電圧オフセットヘクランゾする必
要がある。

周波数オフセットは周波数変換器により前もって与える
ことができる。この構成にもかかわらず現在のところ、
コンバータの入力周波数を瞬時の出力周波数よりも１／
３倍から３倍だけ低くする必要のあるような電圧・周波
数変換器しか構成することができない。公知技術による
周波数・電圧変換器は非対称の線形の周波数・電圧特性
も有する。さらに公知の周波数・電圧変換器の場合、瞬
時の周波数が電圧に変換されるのではなく、瞬時の周波
数の平均値が電圧に変換される。

発明の解決すべき問題点 本発明の課題は次のような構成の電圧・周波数変換器？
または周波数・電圧変換器χ提供することである。即ち
対称的な電圧−周波数特性χまたは周波数・電圧特性？
有し、この場合この電圧・周波数変換器が次のような入
力信号に対しても使用できるようにし即ちその最大周波
数がコンバータの瞬時出力周波数χ上回わる入力信号に
対しても使用できるように、さらにこの場合、周波数・
電圧変換器が変換χ瞬時周波に対しても実施できるよう
にした構成馨提供することである。

問題点乞解決するための手段 この課題は請求項１から７の特徴部分に示された構成に
よる電圧信号を周波数信号に変換する方法および、請求
項１４または１５の特徴部分に示された構成による周波
数信号を電圧信号に変換する装置により、解決されてい
る。

発明の利点 本発明により次の利点が得られる、即ち乗算器？用いて
積分器の出力信号に対する限界値に依存して前もって極
性を反転してから積分器において入力信号を積分するこ
とにより、および合成された信号を余弦波出力信号へ変
換することにより、良好な対称的な電圧・周波数変換が
実施されることである。別の利点として、本発明による
方法と装置により、電圧ｅ周波数変換が、最大周波数が
変換器の瞬時周波数よりも高いような入力信号に対して
さえも行なえることである。

電圧信号χ周波数信号へ変換するこの種の装置の場合、
周波数領域を拡大するために、本発明の別の構成によれ
ば余弦波出力信号および相応の正弦波出力信号が乗算器
においてそれぞれそれ自身と乗算され、さらに合成され
て得られた正弦信号が差形成器において合成されて得ら
れた余弦信号から減算される。そのため周波数領域が２
倍にされ、この場合、複数個のこの種の回路段の縦続接
続により一層の拡大が達成できる。

本発明によれば、対称的な電圧・周波数特性を有する、
周波数信号′１￥：電圧信号へ変換する装置は、電圧信
号音周波数信号へ変換する対称的な装置馨、位相に応動
する調整回路の帰還ループの中に設けることにより、構
成することができる。

実施例の説明 次に本発明の実施側音図面を用いて説明する。

対称的な電圧・周波数変換器の出力電圧Ｕｆは次の式で
表わすことができる： ’Ｊｆ’ＣＯ５ｉｎｓ”　＝Ｕｆｏ＝ＵｏＣＯ５（／β
Ｕｌ（ｔ）ｄｔ十ダ）＝ＵｏＣＯ５（α） この場合、Ｕ　は出力振幅、　Ｕｉ（ｔ）　　は入力信
号、戸はコンノ々−夕により前もって与えられる一定の
位相、βは目盛係数（２πｔｇ）およびｔは時間である
。

この種の出力信号を有する電圧・周波数変換器が第１図
に示されている。図示のように入力側ｌが乗算器２およ
び論理スイッチング回路３と接続されている。この論理
スイッチング回路は、例えば複数個の比較器と１つのデ
ィジタル回路網から構成されている。このディジタル回
路網を工、アンドゲート、オアゲート、排他オアゲート
、フリップフロップから構成されている。

論理スイッチング回路３の出力側は乗算器２の別の入力
側へ接続されている。この乗算器の出力側は積分器牛の
入力側と接続されている。積分器の出力側は、正弦波変
換器５．論理スイッチング回路３および加算器６へ接続
されている。

加算器６の別の入力側へ論理スイッチング回路３の出力
側が接続されている。Ｗ算器６の出力側は第２乗算器７
と接続されている。この第２乗算器の第２入力端へ論理
スイッチング回路の別の出力側が接続されている。この
第２乗算器７の出力側へ別の正弦波変換器８が接続され
ている。

入力側１に加えられる入力信号Ｕｉ　（ｔ）　　は任意
の波形を有することができる。わかりやすくするために
次に動作を、第２図を用いて直流電圧入力信号の場合で
説明する。入力信号Ｕｉ（ｔ）が積分器手において積分
され、この場合に直線的に上昇する信号が形成される。

積分器は、その出力電圧が所定の振幅へ制限されるよう
に、設計されている。この出力電圧が入力信号の電圧経
過の結果この所定の振幅に達すると、積分器４０入力側
における信号の極性が切り換えられる。このことは第１
乗算器２を介して行なわれる。この場合この第１乗算器
は入力信号に（＋）または（−）を、論理スイッチング
回路３から供給される制御信号に依存して、乗算する。

入力信号Ｕ、（ｔ）が直流電圧信号の時は、積分器牛の
出力側に第２図のａに示される三角波信号が供給される
。この場合、第１乗算器２はその都度に（＋）または（
−）が乗算され、さらにこの極性反転はその都度に第２
図の三角波信号の最大値または最小値において行なわれ
る。

三角波信号は第２正弦波変換器５へ達し、ここで三角法
信号を工正弦波信号に変換される。この場合この三角波
信号はまず最初罠増幅器においてシフトされ、さらに三
角波信号の正のピークが非直線の差動段に？いて正弦波
形へ曲線化される。この信号は次にさらにバッフ７段お
よび分圧器を介して信号シフト用の別の増幅器へ達し、
さらに別の非直線差動段へ達する。ここでこの三角波信
号の負のピークが正弦波形へ曲線化すれる。別のバッフ
ァ段および分圧器χ介して、このように成形された信号
が出力増幅器へ達する。この出力増幅器が次式で表わさ
れる完全な正弦波信号を供給する。

Ｕｆ　ｓｉｎ　＝Ｕｏ−ｓｉｎ　（１βＵｉ（ｔ）　ｄ
ｔ＋、１２Ｆ）正弦波変換器５の上述の装置は一例にす
ぎず、もちろん別の構成の正弦波変換器を用いることも
できる。

第１正弦波変換器８の出力側に完全な余弦波信号？得る
ために、新たな三角波信号αＣＯ３を形成するために、
積分器４の出力側に現われる三角波信号αＳｉｎを修正
する必要がある。この三角波信号αＣＯ５は第１正弦波
変換器８による処理の後に、前記の等式で表わされる余
弦信号を供給する。三角波信号αＳｉｎを修正するため
に加算器６Ｓよび乗算器７が用いられる。第２図に示さ
れている様に三角波信号αＳｉｎにオフセット値が加算
段６において付加される。この場合この加算は信号αＳ
ｉｎの極性に依存する、即ちこのオフセット値は常に、
信号αＳｉｎがゼロを通過する時に、その極性を変化す
る。そのため第２図のｂＫ実線で示す信号が生ずる。こ
の信号は加算段６の出力側に現われる。破線で示される
領域において、乗算器７における乗算作用により±１だ
け傾きが変化される。そのため乗算器７の出力側に第２
図のＣで示す信号αＣＯ８が形成される。加算器６と乗
算器７の制御は、論理スイッチング回路３から供給され
る制御信号に依存して行なわれる。この制御信号は積分
器４の入力信号と出力信号とに依存して発生される。第
１正弦波変換器８は乗算器７の出力側における三角波信
号αＣＯ３ｗ、前述の公式に応じて余弦波信号に変換す
る。

第１図に示された電圧・周波数変換器は、第３図に示さ
れている実際に対称的な周波数・電圧特性を有する。図
示されているように負の入力電圧の場合は負の周波が生
ずる。上述の様に出力信号は、 Ｕｆｃｏｓ＝Ｕｏ＠ｃｏｓ（ｆβＬ、１１（ｔ）ｄｔ＋
５Ｚ’）＝Ｕｏ＠ｃｏｓ（ωＩｔ　＋５２（） で表わされる。この場合、ω１／２７ｒは瞬時周波数と
見なすことができる。負の瞬時周波数を考慮すると次の
式が得られる。

Ｕｆ＝Ｕｏｃｏｓ　（−ω１ｔ＋９６）＝ＵＯＣＯ８（
ωｉ　ｔ　−＄　）このことは、負の周波は、負の位相
を有する正の周波に相応することを、意味する。第１図
に示した電圧・周波数変換器は負の周波に対しても同様
に動作する。そのため負の周波も実現できる。

第１図の電圧−周波数変換器は、最大周波数が変換器の
瞬時周波数よりも高い入力信号に対してさえも、用いる
ことができる。安定性は実質的に積分器牛に依存する。

第４図に第１図の電圧・周波数変換器の周波数領域乞拡
大するための回路図が示されている。

この回路はその入力端子１２．１３が電圧・周波数変換
器の出力＠９．１０と接続されている。

この場合、入力信号Ｕ。ｃｏｓｃα）の加えられる端子
１２は、第３乗算段１４の２つの入力側とおよび第４乗
算段１５の一方の入力側と接続されている。これに対し
て信号Ｕ。５ｉｎ（α）の加えられる入力端子１３は、
第５乗算器１６の２つの入力側とおよび第４乗算段１５
の他方の入力側と接続されている。

第３および第４乗算器１４．１６の出力側は差形成器１
７の入力側と接続され、これに対して再生乗算器１５の
出力側は増幅係数が２の増幅器と接続されている。

第４図の回路の動作を次に説明する。入力端子１２にお
ける入力信号が第３乗算器１４においてそれ自身と乗算
される、即ち第３乗算器１牛の出力側にしたがって差形
成器１７の入力側に信号Ｕ０’ＣＯ５２（α）が側わる
。同様に第５乗算器１６において信号Ｕ０’５ｉｎ２（
α）が発生される。差形成器１７において両方の信号の
差が次の式で示すまうに形成される。

Ｕ０’ｃｑｓ２（ａ）　−Ｕ。’５ｉｎ２（α）　＝Ｕ
０’ｃｏｓ（２α）この場合この式に示されている様に
、コンバータの周波数範囲が２倍に拡大されている。

第４乗算器１５において端子１２．１３における両方の
入力信号が互いに乗算され、さらに増幅器１８において
２倍に増幅される。そのため次の式が形成される： ２Ｕ　２Ｓｉｎ（α）ＣＯ５（α）＝Ｕｏ’５ｉｎ（２
（Ｘ）そのため第４図の回路の出力側に周波数領域が２
倍に拡大された正弦波信号も得られる。

第４図の回路により、電圧・周波数変換器の周波数領域
を２倍に拡大することができる。２Ｎに拡大するために
は、第４図の回路段を複数個直列に接続することができ
る。この場合、振幅領域乞上回らないようにするために
、もちろん各段の出力側で出力電圧を適切な値へ減衰す
る必要がある。

第１図の電圧・周波数変換器を用いて、第５図に示す周
波数・電圧変換器を構成することができる。この周波数
・電圧変換器は、第３図の特性曲線に相応する対称的な
周波数−電圧特性曲線？有する。、この場合、もちろん
Ｙ＠＆工電圧電圧わし、Ｘ軸蚤工周波数乞表わす。第ｑ
図の周波数・電圧変換器は第１混合器２０を有し、その
入力側は一方では入力端子１９と接続され、他方では基
準周波数　ｆｆ’ｌ供給する基準発信器２１と接続され
ている。この混合器の出力側は同期検出器２２に接続さ
れている。この同期検出器は、差形成器２３．第２混合
器２４および低域通過フィルタ２５から成る直列接続体
を有する。第２混合器も基準発信器２１と接続されてい
る。帰還ループの中に、第１図の電圧・周波数変換器が
同期検出器２２の出力側へ接続されている。この場合、
電圧・周波数変換器２６の出力側は第３混合器２７と接
続されている。

この第３混合器の他方の端子に基準発信器２１が接続さ
れている。第３混合器２７の出力側は差形成器２３の第
２入力端と接続されている。

第５図に示された周波φ電圧変換器は次のように動作す
る： 端子ＩＧＨＩＯえられた入力信号が第１混合器ＫＮいて
、入力信号の最大周波数よりも少くとも約５倍から１０
倍高い基準周波数ｆ、と乗算される、即ち入力信号はよ
り高い周波数ヘシフトされる。このことが必要とされる
のは、同期検出器２２の申し分ない動作を保証するため
、および位相に応動する調整回路として構成された回路
の時定数を小さく維持するためである。

これにより低域通過フィルタ２５舎工、入力信号の周期
のではなく、基準発振器２１０周期の３倍から５倍の時
定数を有するようにできる。基準周波数！、が十分大き
く選定されると、入力信号は、観察できる位に大きい時
間間隔に分割できる。そのため１位相１の制御が実現で
きる。

差形成器２３ｙａｌ−介して入力信号の１位相１が、電
圧・周波数変換器２６ビ用いて再形成された信号の１位
相８と比較されて、その結果として合成される”位相１
がアナログ位相検出器１により、電圧に変換される。こ
の位相検出器は、第２混合器２４と低域通過ｐ波器２５
により構成される。この”位相検出器°（工基準発振器
２１０位相馨、演算増幅器として構成された差形成器２
３の出力信号の位相と比較する。

この装置は、その最大の瞬時周波数が、１位相１０条件
乞満たすために、少なくともｆ、よりも（１１５〜ｌ／
１０）小さい時に、かつその振幅が電圧・周波変換器２
６における最大振幅を上回わらない時に、各信号を再形
成する。

対称的であるため、入力信号が装置パラメータの領域Ｚ
上回わらない時に、電圧・周波数変換器２６の出力側に
入力側１９における信号と同じ信号が現われる。この場
合、第５図の回路は実際に対称的な周波数置電圧変換器
と見なすことができる。

上述の特性にもとづいて、本発明による対称的なト−・
周波数変換器を工果際の位相／周波数変調器−とじて、
さらに対称的な周波教書電圧変換器は実際の位相・周波
数復調器として用いることができる。

第６図に電圧・周波数変換器の別の実施例が、ＰＬＬ回
路にもとづして構成されている。この場合、基準発振器
５０が位相弁別器５１と接続されてしる。この位相弁別
器を工、位相弁別器５１、低域通過フィルタ５２．増幅
器５３および電圧で制御される発振器ＶＣＯ５４から構
成されるＰＬＬ回路の中に１設けられている。入力信号
は演算増幅器５３′の第２入力端５５に加えられ、他方
、出力信号はＶＣＯ５４の出力側から取り出すことがで
きる。

電圧が入力側５５に加わらない時は、ＶＣＯは基準発振
器の位相へ同期される。入力信号の変化が小さ（かつ振
幅が小さい場合は、ｖＣ０５４の位相が変化されて、入
力信号と実質的に等しい出力信号が発生される。

入力電圧の跳躍的変化が大きい場合は、ｖＣ０５４が周
波数も変化する。この場合もちろんＰＬＬ回路は位相乞
、この位相がその領域の外側にある（周波数変化）か、
またはあまりにも速く変化する（瞬時の周波数変化）時
は、もはや追従させるできない。この場合は低域通過フ
ィルタの時定数も役割？果す。

小さい変化の場合は電圧・周波数変換器は実際に対称な
電圧Ｑ位相変換器と見なすこともできる。

発明の効果 本発明により、対称的な電圧・周波数特性１たは対称的
な周波数拳電圧特性を有し、さらに電圧・周波数変換器
が、コンバータの瞬時の出力周波数よりも高い最大周波
数を有する入力信号に対しても使用できる変換器が提供
される。

【図面の簡単な説明】

第１図は電圧信号を周波数信号に変換するための本発明
による装置の実施例の回路装置のブロック図、第２図は
第１図の装置の異なる個所における電圧信号の波形図、
第３図は第１図の装置の周波数・電圧特性曲線図、第４
図は第１図による本発明の装置の周波数領域を拡大する
ためのスイッチング回路のブロック図、第５図は周波数
信号を電圧信号に変換するための回路装置の実施例のブ
ロック図、第６図は電圧信号を周波数信号に変換するた
めの装置の別の実施例のブロック図を示す。 ｌ・・・電圧・周波数変換器、２・・・乗算器、３・・
・論理スイッチング回路、ヰ・・・積分器、５・・・正
弦波変換器、６・・・加算器、７・・・乗算器、８・・
・正弦波変換器、１４．１５．１６・・・乗算器、１７
・・・差形成器、１８・・・増幅器、２０・・・混合器
、２１・・・基準発振器、２２・・・同期検出器、２３
・・・差形成器、２４・・・混合器、２５・・・低域通
過フィルタ、２６・・・電圧・周波数変換器、２７・・
・混合器、２８・・・差形成器、５０・・・基準発振器
、５１・・・位相弁別器、５２・・・低域通過フィルタ
、５３・・・増幅器、５４・・・電圧制御発振器 ｓｅ５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧信号を周波数信号へ変換する方法において、電
   圧信号を積分し、この場合、積分された電圧信号の振幅
   に対する限界値に依存して、電圧信号の極性を積分の前
   に反転するようにし、さらに積分された信号を余弦波信
   号へ変換するようにしたことを特徴とする電圧信号を周
   波数信号へ変換する方法。 ２、余弦波信号への変換の前に、積分された信号の位相
   を９０°変化させるようにした請求項１記載の方法。 ３、位相の変化を、積分された信号にオフセット値を加
   算することによりまたは積分された値からオフセット値
   を減算することにより、さらに信号の部分領域における
   極性の反転により、行なうようにした請求項２記載の方
   法。 ４、付加的に、積分された信号を正弦波信号へ変換する
   ようにした請求項１から３までのいずれか１項記載の方
   法。 ５、周波数領域を拡大するために正弦波信号および余弦
   波信号をそれ自身にそれぞれ乗算するようにし、さらに
   合成して得られた正弦波信号を、合成して得られた余弦
   波信号から減算するようにした請求項１から４までのい
   ずれか１項記載の方法。 ６、正弦波信号に余弦波信号を乗算し、合成して得られ
   た信号を２倍にした請求項５記載の方法。 ７、請求項１に記載の方法を用いて電圧信号を周波数信
   号へ変換する装置において、入力側（１）が、極性反転
   を実施する第１乗算器（２）を介して積分器（４）と接
   続されており、該積分器の出力側に加算器（６）が接続
   されており、該加算器が第２乗算器（７）を介して第１
   正弦波変換器（８）と接続されており、この場合これら
   の乗算器（２、７）と加算器（６）が論理スイッチング
   回路（３）と接続されており、該論理スイッチング回路
   が加算器および乗算過程を制御するようにしたことを特
   徴とする電圧信号を周波数信号へ変換する装置。 ８、積分器（４）が第２正弦波変換器（５）と直接接続
   されている請求項７記載の装置。 ９、正弦波変換器（５、８）が非直線の正弦波変換器と
   して構成されている請求項７又は８記載の装置。 １０、極性反転に対する限界値が、第１乗算段（２）に
   おいて、積分器（４）の出力電圧を所定の振幅へ制限す
   ることにより、定められる請求項７から９までのいずれ
   か１項記載の装置。 １１、周波数領域を拡大するために第１正弦波変換器（
   ８）が第３乗算器（１４）の２つの入力側と第４乗算器
   （１５）の一方の入力側とに接続されておりさらに第２
   正弦波変換器（５）が第５乗算器（１６）の２つの入力
   側と第４乗算器（１５）の他方の入力側とに接続されて
   おり、さらに第３乗算器（１４）の出力側と第５乗算器
   （１６）の出力側が差形成器（１７）と接続されており
   、さらに第４乗算器（１５）の出力側が、２倍に増幅さ
   れるために、増幅器（１８）と接続されている請求項７
   から１０までのいずれか１項記載の装置。 １２、３つの乗算器（１４、１５、１６）から構成され
   る回路段が複数個直列接続されており、該接続体が差形
   成器（１７）および増幅器（１８）に設けられている請
   求項１１記載の装置。 １３、前記の各回路段に、出力電圧を減衰するための減
   衰素子が後置して設けられている請求項１２記載の装置
   。 １４、請求項１から６に記載の方法を用いて周波数信号
   を電圧信号へ変換する方法において、周波数信号を形成
   している入力信号を基準周波数を用いてより高い周波数
   へシフトするようにし、該シフトされた信号の位相が、
   電圧・周波数変換器を介して帰還されてより高い周波数
   へシフトされた出力信号の位相と比較されるようにし、
   さらに比較信号の位相が基準周波の位相と比較されるよ
   うにしたことを特徴とする周波数信号を電圧信号へ変換
   する方法。 １５、請求項１４の方法を用いてかつ請求項７から１２
   までのいずれか１項に記載の装置を用いて、周波数信号
   を電圧信号へ変換する装置において、第１混合器（２０
   ）が設けられており、該第１混合器は一方では入力信号
   を供給され他方では基準発振器（２１）と後続されてお
   り、さらに第３混合器（２７）が設けられており、該第
   ３混合器は一方では基準発振器（２１）と接続されてお
   り他方では帰還ループ中に接続されている電圧・周波数
   変換器と接続されており、さらに第１および第３混合器
   （２０、２７）の出力側が差形成器（２３）と接続され
   ており、該差形成器の出力側も基準発振器（２１）の出
   力側と同様に位相検出器（２４、２５）と接続されてお
   り、この場合、位相検出器の出力側が電圧・周波数変換
   器（２６）の入力側へ帰還接続されている、周波数信号
   を電圧信号へ変換する装置。 １６、位相検出器（２４、２６）が、差形成器（２３）
   および基準発振器（２１）と後続されている第２混合器
   （２４）および該第２混合器へ接続された低域通過フィ
   ルタ（２６）を有するようにした請求項１５記載の装置
   。 １７、基準信号の基準周波数が入力信号の最大瞬時周波
   数の少なくとも５倍から１０倍までの値を有するように
   した請求項１５又は１６記載の装置。 １８、電圧信号を周波数信号へ変換する装置において、
   位相弁別器（５１）、低域通過フィルタ（５２）、演算
   増幅器（５３）および電圧で制御される発振器（５４）
   から構成されるＰＬＬ回路が設けられており、この場合
   この位相弁別器（５１）に基準電圧が加えられるように
   し、さらにこの装置の入力信号が演算増幅器（５３）の
   別の入力側へ加えられるようにした電圧信号を周波数信
   号へ変換する装置。