RU9104U1 - Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией - Google Patents

Abstract

Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией, содержащий соединенные в кольцо управляемый генератор, делитель частоты с переменным коэффициентом деления, фазовый детектор, первый фильтр нижних частот и первый сумматор, последовательно соединенные опорный генератор и делитель частоты, выход которого соединен с другим входом фазового детектора, источник модулирующего сигнала, выход которого соединен с модулирующим входом управляемого генератора и входом первого интегратора, второй фильтр нижних частот, вход которого соединен с выходом первого интегратора, а выход - через управляемый аттенюатор подключен к второму входу первого сумматора, блок установки частоты, выход которого соединен с установочным входом делителя частоты с переменным коэффициентом деления и управляющим входом управляемого аттенюатора, отличающийся тем, что, с целью уменьшения уровня паразитной частотной модуляции при одновременном увеличении быстродействия и сохранении широкого диапазона модулирующих частот, в него введены последовательно соединенные фазовращатель на π/2, первый управляемый усилитель и второй сумматор, последовательно соединенные второй интегратор и третий сумматор, выход которого соединен с управляющим входом первого управляемого усилителя, последовательно соединенные квадратор, делитель напряжения и первый инвертор, выход которого соединен с вторым входом третьего сумматора, последовательно соединенные второй инвертор, четвертый сумматор и второй управляемый усилитель, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, при этом вход второго интегратора через разделительный конденсатор с

Description

ЦИФРОВОЙ СИНТЕЗАТОР ЧАСТОТ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Полезная модель относится к радиотехнике и может использоваться в качестве возбудителя передатчика с частотной модуляцией и гетеродина приемника без подачи модулирующего сигнала.

Известен цифровой синтезатор частот (ЦСЧ) с частотной модуляцией (ЧМ), построенный на основе кольца фазовой автоподстройки частоты (ФАНЧ) с делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДНКД) в цепи обратной связи, в котором модулирующий сигнал поступает на модулирующий вход управляемого генератора (УГ) (см. патент США .f 4110707, Н 03 С 3/10, 1978). В таком ЦСЧ можно получить на выходе частотно-модулированный сигнал с практически неограниченной сверху по частоте полосой мод ляции. Недостаток его состоит в ограничении снизу полосы модуляции из-за действия обратной связи в кольце ФАПЧ. Модуляция УГ по его модулирующему входу воспринимается кольцом ФАПЧ как внешнее возмущение, которое должно по цепи обратной связи отрабатывается в сторону его уменьшения. Но эта реакция может происходить только в полосе пропускания кольца ФАПЧ, определяемой фильтром нижних частот (ФНЧ), то есть только на низких частотах. Поэтому для расширения диапазона модулирующих частот в сторону низких частот необходимо сужать полосу пропускания кольца ФАПЧ, т.е. делать ФПЧ на выходе фазового детектора более инерционным, а это приводит к снижению быстродействия ЦСЧ.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является ЦСЧ с частотной (см. а.с. СССР № 1755371, Н 03 L 7/18, Н 03 С 3/10, 1988г.), в котором для формирования частотно-модулированного сигнала в широкой полосе модулируюш к частот используется комбинированный способ, когда модулирующий сигнал поступает на моду.1гарующий вход УГ и одновременно через интегратор, второй ФНЧ и управляемый аттенюатор на второй вход сумматора, включенного между выходом первого ФНЧ и управляющим входом УГ, чтобы компенсировать реакцию кольца ФАПЧ на модулирующее воздействие поУГ.

В результате такой компенсации в управляющем сигнале на выходе сумматора нет составляющей от реакции кольца ФАПЧ на модулирующее возмущение УГ. При этом происходит расширение диапазона частотной модуляции в область нижних частот.

Однако быстродействие известного ЦСЧ остается недостаточным, что обусловлено инерционностью первого ФНЧ в кольце ФАПЧ. Инерционность ФНЧ в этом ЦСЧ в основном определяется необходимостью подавления до з данного уровня помех в цени управления УГ с частотами, кратными сравнения. Известно, что частота сравнения FCP в однокольцевом ЦСЧ выбораМ.кл -НОЗСЗ/10 Н 03 L 7/18

ется, исходя из заданного шага сетки частот F и не может превышать его, т.е. FCP Fui. При суш;ествующей тенденции к уменьшению шага сетки частот и ужесточекмю норм но подавлению наразитной частотной модуляции нолоса нронускания в кольце ФАПЧ обьршо на много меньше значения частоты сравнения, что резко снижает быстродействие ЦСЧ.

Кроме того, паразитная частотная модуляция в ЦЧС с ЧМ увеличивается тогда, когда модулируюшде частоты близки к частоте сравнения. Это объясняется тем, что в результате взаимодействия частоты сравнения FCP с модулрфующими частотами FM на выходе фазового детектора (ФД) формируются различные комбинацио1шые частоты FK, т.е. ФД работает как смеситель: Fff nFf ± . Причем суммарные комбинационные составляюшие не проходят через ФПЧ, а разностные проходят и модулируют частоту У Г.

В известном ЦСЧ с ЧМ устранить эту паразитную частотную модуляцию затруднительно, так как в компенсирующем сигнале, поступающем на второй вход сумматора от источника модулирующего сигнала через ряд узлов, этих комбинационных составляющих нет. Таким образом, для повышения быстродействия в этом ЦСЧ необходимо уменьшать ршерционность ФНЧ в цепи управления УГ, а это приводит к увеличению паразитной частотной модуляции.

Целью предлагаемого технического решения является уменьшение уровня паразитной частотной модуляции при одновременном увеличении быстродействия и сохранении широкого диапазона модулируюших частот информационным сигналом.

Поставленная цель достигается тем, что в цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией, содержашдй соединенные в кольцо управляемый генератор, делитель частоты с нереме1шым коэффициентом деления, фазовый детектор, первый фильтр нижних частот и первый сумматор, последовательно соединенные опорный генератор и делитель частоты , выход которого соединен с другим входом фазового детектора, источник модулирующего сигнала, выход которого соединен с модулируюпщм входом управляемого генератора и входом нервого интегратора, второй фильтр нижних частот, вход которого соединен с выходом первого интегратора, а выход - через управляемый аттенюатор подключен ко второму входу нервого сумматора, блок установки частоты, выход которого соединен с установочным входом делителя частоты с переменным коэффициентом деления и управляюшдм входом унравляемого аттенюатора, введены последовательно соединенные фазовращатель на 7ix2, первый управляемый усилитель и второй сумматор, последовательно соединенные второй интегратор и третий сумматор, выход которого соединен с унравляющим входом первого управляемого усилителя, последовательно соединенные квадратор, делитель напряжения и первый инвертор, выход которого соединен со входом третьего сумматора, последовательно соединенные второй инвертор, четвертый сумматор и второй 5Ш|)ав.11яемый усилитель, выход которого соединен со вторым входом первого сумматора, при этом вход второго интегратора через pj

тельный конденсатор соединен с выходом второго сумматора, вход второго инвертора соединен с выходом второго интегратора и входом квадратора, сигнальный вход второго управляемого усилителя соединен с выходом управляемого генератора и входом фазовращателя на лх2, второй вход четвертого сумматора соединен с выходом первого инвертора, а выходом устройства является выход второго сумматора.

Существенным отличием здесь является то, что с помощью введенных новых элементов, объединенных соответствующими связями с остальными узлами схемы, происходит дополнительное подавление паразитной частотной модулящш (ПЧМ) выходного сигнала устройства. А это, в свою очередь, позволило уменьшить инерциоьшость ФНЧ в пепи управления УГ и тем самым повысить быстродействие ЦСЧ.

В устройстве реализованы два основных режима.

Режим компенсащш реакщш кольпа ФАПЧ на модулирующее возмущение УГ, аналогичный описанному в прототипе, когда модулирующее напряжение подается на УГ и через ряд узлов на второй вход первого сумматора. В результате компенсапии на выходе первого сумматора нет составляющей от реакпии кольпа ФАПЧ на модулирующее возмущение. Отличие состоит в том, что из-за уменьшения инерционности ФНЧ возрастает уровень комбинапиоьшых помех с частотами FK и уровепь пульсащш напряжения с частотами , кратьп 1ми частоте сравнения FCP в управляющем сигнале на выходе первого сумматора.

Второй режим - режим дополнительной компенсапии ПЧМ выходного сигнала УГ, вызванной указанными выше помехами. При этом из выходного сигнала УГ формируются на входах двух управляемых усилителей квадратурные составляющие с паразитной угловой модуляцией. Одновременно на управляющие входы этих усилителей через ряд узлов поступает с выхода первого сумматора переменное напряжение помех, которое модулирует по амплитуде выходпые сигналы управляемых усилителей. В результате линейного суммирования модулированных по амплитуде и фазе выходных сигналов двух управляемых усилителей па выходе второго сумматора (выходе устройства) формируется высокочастотный сигнал с подавлепной ПЧМ и постоянной амплитудой.

Существенно, что при этом значительно подавляется ПЧМ, вызванная не только помехами с частотами, кратными частоте сравнения, но и комбинационными помехами, появляющимися в результате взаимодействия частот информационного модулирующего сигнала, близких к частоте сравнения, с частотой сравнения и ее гармониками на выходе ФД, т.е. по сравнению с прототипом происходит дополнительное улучшение и модуляционного параметра ЦСЧ с ЧМ.

Решения со сходными признаками не известны заявителю, из чего можно сделать вывод, что предлагаемое техническое решение обладает существенными отличиями.

На фиг. 1 изображена блок-схема цифрового синтезатора частот с частотной модуляцией, а на фиг.2 представлены векторные диаграммы, поясняющие принцип его работы в режиме дополнительной компенсации ПЧМ.

Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией содержит соединенные в кольцо УГ1, ДПКД2, ФДЗ, первый ФНЧ4 и первый сумматор СУМ5, последовательно соединенные опорный генератор ОГ6 и делитель 7 частоты, выход которого соединен с другим входом ФДЗ, источник модулрфующего напряжения PIMC8, выход которого соединен с модулирующим входом УГ1 и входом первого интегратора ИНТ9, второй ФНЧ10, вход которого соединен с выходом первого интегратора ИНТ9, а выход - через управляемый аттенюатор УА11 подключен к второму входу первого сумматора СУМ5, блок установки частоты БУЧ 12, выход которого соединен с установочным входом ДПКД2 и т1равляющим входом УА11, последовательно соединенные фазовращатель на лх2 ФВ13, первый управляемый усилитель УУ14 и второй сумматор СУМ 15, последовательно соединенные второй иоггегратор ИНТ 16 и третий сумматор СУМ 17, выход которого соединен с управляющим входом первого УУ14, последовательно соединенные квадратор KB 18, делитель напряжения ДН19 и первый инвертор ИНВ20, выход которого соединен со вторым входом третьего СУМ 17, последовательпо соедршенные второй инвертор ИНВ21, четвертый сумматор СУМ22 и второй управляемый усилитель УУ23, выход которого соединен со вторым входом первого СУМ15. Нри этом вход второго ИНТ16 через разделительный конденсатор 24 соединен с выходом второго СУМ5, вход второго ИНВ21 соединен с выходом второго Р1НТ16 и входом KB 18, сигнальный вход второго У У 23 соединен с выходом УГ1 и входом ФВ13, второй вход четвертого СУМ22 соединен с выходом первого ИНВ20, а выходом устройства является выход второго СУМ15.

Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией работает следующим образом.

Носле установления режима синхронизма в кольце ФАПЧ при подаче модулирующего напряжения от ИМС8 на модулирующий вход УГ1 происходит его частотная модуляция. При этом на выходе нервого ФНЧ4 в общем управляющем сигнале есть составляющая от реакции кольца ФАНЧ на модулирующее возмущение в полосе частот от самой нижней до частоты среза первого ФНЧ4, недостаточно отфильтрованные составляющие от помех, кратных частоте сравнения FCP и комбинационные составляющие FK. Для компенсации реакции кольца ФАПЧ на модулирующее возмущение УГ1 модулирующий сигнал от ИМС8 подается одновременно через первый интегратор ИНТ9, второй ФНЧ10 и управляемый аттенюатор УА11 на второй вход первого сумматора СУМ5. В результате на выходе первого сумматора СУМ5 нет составляющей от реакции кольца ФАПЧ на модуляцию УГ1, а есть остальные указанные выше составляющие, которые поступают на управляющий вход УГ1 и модули|)уют его, что приводит к дополнительной ПЧМ выходного сигнала УГ1.

с выхода УГ1 высокочастотный сигнал с помощью фазовращателя на лх2 ФВ13 разделяется на две квадратурные составляющие. Одна из них ностуиает на вход второго УУ23

М, 1С08(0)о + фп1+Фм),

где Юо - частота несущего колебания УГ1,

Фп1 - мгновенный фазовый сдвиг, вызванный суммарной паразитной помеховой составляющей с выхода Ф1ТЧ4,

фм - мгновенный фазовый сдвиг выходного сигнала УГ1 от модулирующего информащюнного сигнала.

Вторая составляющая после ФВ13 поступает на вход первого УУ14

(Юо + фп1+Фм),

т.е. на выходах первого УУ14 и второго УУ23 формируются несущие колебания одинаковой частоты, но сдвинутые друг относительно друга по фазе на 90° (см. векторные диаграммы на фиг.2). На выходе второго сумматора СУМ5 формируется 5Т1равляющее напряжение Мз о + п Д о - постояьшая составляющая, Мп - напряжение помех.

После второго интегратора ИНТ 16 формируется напряжение помех

|г/пйГг п1 Фп1и.

Это помеховое напряжение поступает на вход квадратора KB 18, второго инвертора ИНВ21 и на первый вход третьего СУМ17. После KB 18 это напряжение нропорщюнально ф, после делителя напряжения ДН19 будет - Фп1, а после первого ИНВ20 формируется напряжение, изменяющиеся по закону -ф.

В результате литейного суммирования выходных сигналов первого ИНВ20 и второго ИНТ 16 на выходе третьего СУМ 17 формируется сигнал

щ Фп1 -Фп15 который поступает на управ.11яющий вход первого УУ14 и модулирует по амплитуде выходной сигнал ФВ13, т.е. на выходе УУ 14 получается

14 i(l + Фп1 - )sm((0o/ + Фп1 + Фм)

Одновременно в результате линейного суммирования выходных сигналов со второго ИНВ21 («21 -Фп1) и первого ИНВ20 (Мзо -Фш) на выходе четвертого СУМ22 формируется сигнал «22 -фщ -Фш который поступает на

управляющий вход второго УУ23 и модулирует по амплитуде выходной сигнал УГ1, т.е. на выходе УУ23 получается

«23 1 (1 - Фп1 - -ФП1) cos(o)o/ + Фп1 + Фм)

После суммирования сигналов с выхода первого УУ14 и второго У У 23 на выходе второго cjnviMaTopa СУМ 15 (выходе устройства) формируется

«вь« 4 + 23 2 COS(a)o/ - 71/4 + ФП2 + Фм)

где U-,( +AU} l,4lUi(l + -(i} - результирующий вектор ОА на

фиг.2,

Фп2 Фр,5 - arc/g- - - остаточный мгповеьшый фазовый сдвиг ре1--ФП1

зультирующего колебания на выходе СУМ15. Если ,1рад (достаточно большой фазовый сдвиг), то коэффициент ослабления паразитной угловой модуляции (ПУМ) выходного сигнала устройства составил

,дБ 201Е 60дБ,

а коэффшщент преобразования ПУМ в остаточную паразрггную амплитудную модуляцию (ПАМ) составит

4,ДБ 201Е- -70дБ.

Таким образом, на выходе второго сумматора СУМ 15 (выходе устройства) формируется высокочастотный сигнал с подавленной ПЧМ и практически без амплитудной модуляцией (см. результирувший вектор ОА на фиг.2). при этом модуляция высокочастотного сигнала информационным сигналом осуществляется в широком диапазоне модулируюпщх частот и с.цишшальньши нелинейными искажеьшями.

с целью повышения быстродействия можио значительно уменьшить ршерционность ФНЧ4 в цепи управления УГ1 и перераспределить необходимое подавление ПЧМ выходного сигнала ЦСЧ между его узлами.

Доказательством возможности осуществления предлагаемого устройства является то, что вводимые блоки типовые: фазовраш,атель на лХ2 представляет собой резонансную цепь (например, LC - контур), в которой определенным подбором реактивных элементов (L,C) достигается фазовый сдвиг на лХ2 выходного сигнала относительно входного, второй сумматор может быть пассивным на резисторах, управляемый усилитель представляет собой высокочастотный усилитель с коэффициентом усиления, близким к единице и этот коэффициент усиления можно изменять в небольших пределах от внешнего напряжения смещения. В качестве инвертора можно использовать операционный усилитель, включенный по схеме инвертирующего усилителя (например на микросхеме 140УД20). В качестве квадратора можно использовать прецизионный перемножитель на микросхеме К525ПСЗ. Делитель напряжения можно выполнить пассивным на резисторах.

Таким образом, применение предлагаемого цифрового синтезатора частот с частотной модуляцией позволит уменьшить паразитную частотную модуляцию выходного сигнала при одновременном увеличении быстродействия и решить задачу получения частотной модуляции в широком диапазоне модулирующих частот с минимальными нелинейными искажениями.

Claims (1)

1. Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией, содержащий соединенные в кольцо управляемый генератор, делитель частоты с переменным коэффициентом деления, фазовый детектор, первый фильтр нижних частот и первый сумматор, последовательно соединенные опорный генератор и делитель частоты, выход которого соединен с другим входом фазового детектора, источник модулирующего сигнала, выход которого соединен с модулирующим входом управляемого генератора и входом первого интегратора, второй фильтр нижних частот, вход которого соединен с выходом первого интегратора, а выход - через управляемый аттенюатор подключен к второму входу первого сумматора, блок установки частоты, выход которого соединен с установочным входом делителя частоты с переменным коэффициентом деления и управляющим входом управляемого аттенюатора, отличающийся тем, что, с целью уменьшения уровня паразитной частотной модуляции при одновременном увеличении быстродействия и сохранении широкого диапазона модулирующих частот, в него введены последовательно соединенные фазовращатель на π/2, первый управляемый усилитель и второй сумматор, последовательно соединенные второй интегратор и третий сумматор, выход которого соединен с управляющим входом первого управляемого усилителя, последовательно соединенные квадратор, делитель напряжения и первый инвертор, выход которого соединен с вторым входом третьего сумматора, последовательно соединенные второй инвертор, четвертый сумматор и второй управляемый усилитель, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, при этом вход второго интегратора через разделительный конденсатор соединен с выходом второго сумматора, вход второго инвертора соединен с выходом второго интегратора и входом квадратора, сигнальный вход второго управляемого усилителя соединен с выходом управляемого генератора и входом фазовращателя на π/2, второй вход четвертого сумматора соединен с выходом первого инвертора, а выходом устройства является выход второго сумматора.