JPH02183184A - レーダー装置とその適用に適しているサイドローブ抑制ユニット - Google Patents
レーダー装置とその適用に適しているサイドローブ抑制ユニットInfo
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- JPH02183184A JPH02183184A JP1294064A JP29406489A JPH02183184A JP H02183184 A JPH02183184 A JP H02183184A JP 1294064 A JP1294064 A JP 1294064A JP 29406489 A JP29406489 A JP 29406489A JP H02183184 A JPH02183184 A JP H02183184A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
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- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/2813—Means providing a modification of the radiation pattern for cancelling noise, clutter or interfering signals, e.g. side lobe suppression, side lobe blanking, null-steering arrays
-
- G—PHYSICS
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- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
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- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
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- G01S7/28—Details of pulse systems
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(技術分野)
本発明はレーダー装置であって、
−主指向性アンテナ(main directiona
l antenna)、−第1受信信号を得るために指
向性アンテナに接続された第1コヒーレント受信機、 −上記の受信機に接続されたMTI (Moving−
TargetIndicator)ユニット、 と、 一補助アンテナ、 一第2受信信号を得るために補助アンテナに接続された
第2受信機、 一第2受信機に接続された信号加重・結合ユニット(s
ignal weighting and combi
nationunit)であって、該ユニットは第1お
よび第2信号で供給されてMTIユニットに供給すべき
出力信号を発生し、かつ主指向性アンテナのサイドロー
ブを介して受信されかつ第1信号に存在する干渉信号が
出力信号で抑制されるように第1および第2受信信号の
そのような組合せを具えるもの、 −を備えるコヒーレントサイドローブ抑制ユニット (
coherent 5ide−1obe 5upp
ression unit) 、を備えている。
l antenna)、−第1受信信号を得るために指
向性アンテナに接続された第1コヒーレント受信機、 −上記の受信機に接続されたMTI (Moving−
TargetIndicator)ユニット、 と、 一補助アンテナ、 一第2受信信号を得るために補助アンテナに接続された
第2受信機、 一第2受信機に接続された信号加重・結合ユニット(s
ignal weighting and combi
nationunit)であって、該ユニットは第1お
よび第2信号で供給されてMTIユニットに供給すべき
出力信号を発生し、かつ主指向性アンテナのサイドロー
ブを介して受信されかつ第1信号に存在する干渉信号が
出力信号で抑制されるように第1および第2受信信号の
そのような組合せを具えるもの、 −を備えるコヒーレントサイドローブ抑制ユニット (
coherent 5ide−1obe 5upp
ression unit) 、を備えている。
本発明はまたそのようなレーダー装置の適用に適してい
るサイドローブ抑制ユニットにも関連している。
るサイドローブ抑制ユニットにも関連している。
(背景技術)
上述のようなサイドローブ抑制ユニットを含むレーダー
装置は欧州特許EP−B O,076,536から知ら
れている。この特許はレーダー装置に組み込まれたサイ
ドローブ抑制ユニットを記載し、このユニットは実際に
は無指向性補助アンテナ(omnidirection
al auxiliary antenna) (オム
ニアンテナ: omni−antenna)を備えてい
る。主指向性アンテナを介して受信された信号から、こ
の補助アンテナを介して受信された信号を引算すること
により、この主アンテナのサイドローブを介して受信さ
れた信号が抑制される。
装置は欧州特許EP−B O,076,536から知ら
れている。この特許はレーダー装置に組み込まれたサイ
ドローブ抑制ユニットを記載し、このユニットは実際に
は無指向性補助アンテナ(omnidirection
al auxiliary antenna) (オム
ニアンテナ: omni−antenna)を備えてい
る。主指向性アンテナを介して受信された信号から、こ
の補助アンテナを介して受信された信号を引算すること
により、この主アンテナのサイドローブを介して受信さ
れた信号が抑制される。
そのようなデバイスは、主アンテナのサイドローブを介
して受信されたジャマー(jammer)のような能動
雑音源からの干渉信号の抑制に特に適している。
して受信されたジャマー(jammer)のような能動
雑音源からの干渉信号の抑制に特に適している。
しかし、そのようなデバイスが海洋環境のような多くの
広範囲でありかつ強く反射するクラッタ−領域を持つ環
境に適用される場合、サイドローブ抑制ユニットはMT
Iユニットの動作に影響を及ぼすことが証明されている
。これは干渉信号が存在しない場合にクラッタ−領域か
らの戻りクラック−を抑制するサイドローブ抑制ユニッ
トの傾向により生じる。しかし、これは戻りクラッタ−
の相反する特性(inconsistent char
acter)により成功しないてあろう。その結果、戻
りクラッタ−を無駄に抑制することによりサイドローブ
抑制ユニットは減少したコヒーレンス性によりコヒーレ
ントMTIユニットが適当に抑制できない非相関クラッ
タ−信号を第1受信機は供給しよう。このことは高いM
TI性能を有するシステムが月並みの(mediocr
e) MTI性能を有するシステムに劣化することを意
味している。このような状態ではサイドローブ抑制ユニ
ットを簡単にスイッチオフできない。と言うのは、実際
の経験によるとレーダー回転の間に高い干渉条件と低い
干渉条件が余りにも早く交替することが示されているか
らである。
広範囲でありかつ強く反射するクラッタ−領域を持つ環
境に適用される場合、サイドローブ抑制ユニットはMT
Iユニットの動作に影響を及ぼすことが証明されている
。これは干渉信号が存在しない場合にクラッタ−領域か
らの戻りクラック−を抑制するサイドローブ抑制ユニッ
トの傾向により生じる。しかし、これは戻りクラッタ−
の相反する特性(inconsistent char
acter)により成功しないてあろう。その結果、戻
りクラッタ−を無駄に抑制することによりサイドローブ
抑制ユニットは減少したコヒーレンス性によりコヒーレ
ントMTIユニットが適当に抑制できない非相関クラッ
タ−信号を第1受信機は供給しよう。このことは高いM
TI性能を有するシステムが月並みの(mediocr
e) MTI性能を有するシステムに劣化することを意
味している。このような状態ではサイドローブ抑制ユニ
ットを簡単にスイッチオフできない。と言うのは、実際
の経験によるとレーダー回転の間に高い干渉条件と低い
干渉条件が余りにも早く交替することが示されているか
らである。
(発明の開示)
本発明の目的は上述の欠点が大いに軽減されるサイドロ
ーブ抑制ユニットを組み込むレーダー装置を与えること
である。本発明では、補助アンテナは主指向性アンテナ
がこの方向の補助アンテナによって受信された信号の減
衰を達成する感度の最大値を有する方向と少なくとも一
致する方向で感度の最小値を有し、同時に位相相関を維
持することを特徴としている。
ーブ抑制ユニットを組み込むレーダー装置を与えること
である。本発明では、補助アンテナは主指向性アンテナ
がこの方向の補助アンテナによって受信された信号の減
衰を達成する感度の最大値を有する方向と少なくとも一
致する方向で感度の最小値を有し、同時に位相相関を維
持することを特徴としている。
この手段は補助アンテナからの信号のクラッタ一部分(
clutter 5hare)がクラッタ−信号の不相
関(decorrela Lion)を生じること無く
、かつサイドローブ抑制ユニットの基本動作に影響を及
ぼすこと無く減少されることを保証しよう。結局、補助
アンテナは主アンテナサイドローブの方向で敏感である
ことのみが必要である。この手段は第2信号からクラッ
タ−をフィルターするため第2受信機に高価なMTI処
理装置を組み込むような変形に比べて相対的に費用効果
が良い。
clutter 5hare)がクラッタ−信号の不相
関(decorrela Lion)を生じること無く
、かつサイドローブ抑制ユニットの基本動作に影響を及
ぼすこと無く減少されることを保証しよう。結局、補助
アンテナは主アンテナサイドローブの方向で敏感である
ことのみが必要である。この手段は第2信号からクラッ
タ−をフィルターするため第2受信機に高価なMTI処
理装置を組み込むような変形に比べて相対的に費用効果
が良い。
米国特許出願第3.916.408号はコヒーレントサ
イドローブ抑制ユニットを有するレーダーシステムを記
載し、このユニットに接続された補助アンテナのそのア
ンテナパターンは異なる回線網から由来する主アンテナ
の主方向の周りに異なるパターンを有していることに注
意すべきである。しかしこれは別の問題を解決している
。主アンテナの主ローブで受信された大きな信号は、サ
イドローブを介して受信された干渉信号が余り効果的に
抑制されない程度にサイドローブ抑制ユニットを乱すこ
とを証明している。主ローブの軸の反対側で位相反転と
なる補助アンテナの異なるパターンを創成することによ
り、補助アンテナを介して受信された信号は主アンテナ
の主ローブを介して受信された信号に対して強く不相関
にされよう。このことは主アンテナの主ローブを介して
受信された信号と、補助アンテナを介して受信された信
号との間の相互相関を減少し、サイドローブ抑制ユニッ
トを余り乱さないようにする。
イドローブ抑制ユニットを有するレーダーシステムを記
載し、このユニットに接続された補助アンテナのそのア
ンテナパターンは異なる回線網から由来する主アンテナ
の主方向の周りに異なるパターンを有していることに注
意すべきである。しかしこれは別の問題を解決している
。主アンテナの主ローブで受信された大きな信号は、サ
イドローブを介して受信された干渉信号が余り効果的に
抑制されない程度にサイドローブ抑制ユニットを乱すこ
とを証明している。主ローブの軸の反対側で位相反転と
なる補助アンテナの異なるパターンを創成することによ
り、補助アンテナを介して受信された信号は主アンテナ
の主ローブを介して受信された信号に対して強く不相関
にされよう。このことは主アンテナの主ローブを介して
受信された信号と、補助アンテナを介して受信された信
号との間の相互相関を減少し、サイドローブ抑制ユニッ
トを余り乱さないようにする。
しかしこの手段は過剰の不相関のために劣化されたMT
I動作の我々の問題を増大するのみであろう。MTIユ
ニットが存在する場合、過剰の不相関は特に望ましくな
いものである。本発明はクラッタ−分布が減衰される場
合に過剰の不相関が起こってはならないと言うまだ公式
化されていない理解に基づいている。
I動作の我々の問題を増大するのみであろう。MTIユ
ニットが存在する場合、過剰の不相関は特に望ましくな
いものである。本発明はクラッタ−分布が減衰される場
合に過剰の不相関が起こってはならないと言うまだ公式
化されていない理解に基づいている。
一実施例は補助アンテナが主アンテナに強固に(rig
idly)接続されていることを特徴としている。
idly)接続されていることを特徴としている。
このように補助アンテナの敏感な「デイツプ(diρ)
」は主アンテナが最大感度を有する方向に一敗すること
を常に保証している。
」は主アンテナが最大感度を有する方向に一敗すること
を常に保証している。
最後に、本発明によるアンテナパターンを有する補助ア
ンテナの実現は実際には既知のマイクロ波アンテナ技術
を適用することであると述べることが残されている。そ
のようなアンテナの一例は全く異なる適用(衛星通信)
ではあるが欧州特許出願EP−A O,251,818
に述べられている。
ンテナの実現は実際には既知のマイクロ波アンテナ技術
を適用することであると述べることが残されている。そ
のようなアンテナの一例は全く異なる適用(衛星通信)
ではあるが欧州特許出願EP−A O,251,818
に述べられている。
添付図面を参照して本発明を説明する。
(実施例)
第1図は主指向性アンテナ1、第1受信機2およびサイ
ドローブ抑制ユニット3を備えるレーダー装置の略図で
ある。主アンテナ1によって受信された7高周波レーダ
ー信号は増幅され、受信機2によって中間周波信号u1
に変換される。
ドローブ抑制ユニット3を備えるレーダー装置の略図で
ある。主アンテナ1によって受信された7高周波レーダ
ー信号は増幅され、受信機2によって中間周波信号u1
に変換される。
述べられた実施例では、サイドローブ抑制ユニット3は
中間周波信号を用いている。しかし本発明は高周波領域
で動作するサイドローブ抑制ユニットを用いてまた適用
することができる。
中間周波信号を用いている。しかし本発明は高周波領域
で動作するサイドローブ抑制ユニットを用いてまた適用
することができる。
サイドローブ抑制ユニットは補助アンテナ4、第2受信
機5、信号処理ユニット6および結合ユニット7を備え
ている。補助アンテナ4から受信された高周波信号は第
2受信機5により増幅され、かつ中間周波信号U、に変
換され、これは引き続いて信号加重ユニット(sign
al weighting unit)6に印加される
。それに基−づいて、信号加重ユニットは加重された信
号U−を結合ユニット7に供給する。このユニットはこ
の信号を信号U、から引算し、これもまた結合ユニット
7に供給される。得られた信号 u、=uイーu、 (1)はU、
とU、に共通に存在する干渉信号がu+mで最大に抑制
できるそのようなu、”の値の閉ループで反復決定(i
terative determination)を可
能にするよう信号加重ユニット6にフィードバックされ
る。得られた信号u、は図には示されていないMTIユ
ニットに印加される。
機5、信号処理ユニット6および結合ユニット7を備え
ている。補助アンテナ4から受信された高周波信号は第
2受信機5により増幅され、かつ中間周波信号U、に変
換され、これは引き続いて信号加重ユニット(sign
al weighting unit)6に印加される
。それに基−づいて、信号加重ユニットは加重された信
号U−を結合ユニット7に供給する。このユニットはこ
の信号を信号U、から引算し、これもまた結合ユニット
7に供給される。得られた信号 u、=uイーu、 (1)はU、
とU、に共通に存在する干渉信号がu+mで最大に抑制
できるそのようなu、”の値の閉ループで反復決定(i
terative determination)を可
能にするよう信号加重ユニット6にフィードバックされ
る。得られた信号u、は図には示されていないMTIユ
ニットに印加される。
u、*の値は
u、”==W、j um+++Wo ・ual (
2)に従って加重因数W1とWoでulの同相成分um
+1と直交(90°位相外れ)成分U□1をそれぞれ連
続して乗算することにより決定される。その結果、加重
された信号U−は適当な振幅ならびに適当な位相で与え
ることができる。この特殊なケースはいわゆる直交サイ
ドローブ抑制(quadratureside−1ob
e 5uppression )の対象である。しかし
、本発明はこのタイプのサイドローブ抑制に限定されな
い。uj+I とul、。は第2受信機5に接続された
直交検出器8により決定される。um+1 は乗算ユニ
ット9に供給され、そしてul、。は乗算ユニット10
に供給される。これらのユニットはこれまた供給される
加重因数WIとWoにより、信号ulI+l とul、
。を乗算する。
2)に従って加重因数W1とWoでulの同相成分um
+1と直交(90°位相外れ)成分U□1をそれぞれ連
続して乗算することにより決定される。その結果、加重
された信号U−は適当な振幅ならびに適当な位相で与え
ることができる。この特殊なケースはいわゆる直交サイ
ドローブ抑制(quadratureside−1ob
e 5uppression )の対象である。しかし
、本発明はこのタイプのサイドローブ抑制に限定されな
い。uj+I とul、。は第2受信機5に接続された
直交検出器8により決定される。um+1 は乗算ユニ
ット9に供給され、そしてul、。は乗算ユニット10
に供給される。これらのユニットはこれまた供給される
加重因数WIとWoにより、信号ulI+l とul、
。を乗算する。
加重因数WIとW、の大きさは得られた信号u。
と、U、の同相成分u’a+1および直交成分U′、、
。
。
とをそれぞれ相関することにより決定される。この目的
で、第2直交検出器11が第1増幅器12を介して第2
受信機5に接続されている。得られた信号u′1゜、と
U′、、。はそれぞれ相関ユニット13と14に印加さ
れる。さらに、第2増幅器15を介して、信号u、はこ
れら・の相関ユニットに供給される。
で、第2直交検出器11が第1増幅器12を介して第2
受信機5に接続されている。得られた信号u′1゜、と
U′、、。はそれぞれ相関ユニット13と14に印加さ
れる。さらに、第2増幅器15を介して、信号u、はこ
れら・の相関ユニットに供給される。
これらのユニット13と14はそれぞれ加重因数W1と
Woを発生し、この加重因数はu、とU′11およびu
、、、’ の相関の程度を示している。その目的で
これらの相関ユニットは図面には示されていない乗算回
路とフィルタを備えている。従って相関ユニットは信号
u1とU、の共通成分を決定する。
Woを発生し、この加重因数はu、とU′11およびu
、、、’ の相関の程度を示している。その目的で
これらの相関ユニットは図面には示されていない乗算回
路とフィルタを備えている。従って相関ユニットは信号
u1とU、の共通成分を決定する。
数学的にはU、は以下のように表現できる。
ulI= jMs(t) cos(ωt+γ)モCmc
(t) cos(ωt+θ)十N、(t) (3)ここ
でジャマーjからの干渉信号は中間周波数ω、位相シフ
トγ、および時間依存の複素振幅(time−depe
ndent complex amplitude)
j m s (t)を持つ高調波により表されている。
(t) cos(ωt+θ)十N、(t) (3)ここ
でジャマーjからの干渉信号は中間周波数ω、位相シフ
トγ、および時間依存の複素振幅(time−depe
ndent complex amplitude)
j m s (t)を持つ高調波により表されている。
定数j、はなかんず(主アンテナ1のアンテナ感度とそ
れに接続された受信機2の増幅率により決定される。時
間依存性は正規化された複素時間関数5(t)により示
される。クラッタ−信号はC,c(t)cos(ωを十
〇)により同様に表される。主アンテナに接続されたチ
ャネル中の雑音はN、(t)によって表される。簡単化
のために、クラッタ−と干渉信号は同じドツプラー周波
数を有するものとこの説明では仮定されている。実際に
、主チャネル中のクラッタ−は物標信号とクラッタ−信
号の異なるドツプラー周波数に基づいてMTIフィルタ
ーを用いてかなりの程度抑制される。
れに接続された受信機2の増幅率により決定される。時
間依存性は正規化された複素時間関数5(t)により示
される。クラッタ−信号はC,c(t)cos(ωを十
〇)により同様に表される。主アンテナに接続されたチ
ャネル中の雑音はN、(t)によって表される。簡単化
のために、クラッタ−と干渉信号は同じドツプラー周波
数を有するものとこの説明では仮定されている。実際に
、主チャネル中のクラッタ−は物標信号とクラッタ−信
号の異なるドツプラー周波数に基づいてMTIフィルタ
ーを用いてかなりの程度抑制される。
同様に、U、は
um=jas(t)cos(ωt+β)+C,c(t)
cos(ωt+α)+Na(t) (4)と表現で
きる。干渉信号とクラッタ−信号の時間依存振幅中の一
定因数j、とC1は補助アンテナ4とアンテナ感度とこ
のアンテナに接続された受信機5によって決定される。
cos(ωt+α)+Na(t) (4)と表現で
きる。干渉信号とクラッタ−信号の時間依存振幅中の一
定因数j、とC1は補助アンテナ4とアンテナ感度とこ
のアンテナに接続された受信機5によって決定される。
遅延時間差と、異なるチャネル特性の結果として、位相
シフトは式(3)のものと異なっている。
シフトは式(3)のものと異なっている。
引き続いて、U、の同相成分u Tar 1 として式
(3)を、そしてU、の同相成分um、I として式(
4)を規定する。余弦関数が正弦関数により置き換えら
れると言う理解の下に直交成分u1.。とua+@は式
(3)と式(4)と同じである。加重因数W1とWoは
ua+1およびua+。とu、の相関により次のように
得られる。
(3)を、そしてU、の同相成分um、I として式(
4)を規定する。余弦関数が正弦関数により置き換えら
れると言う理解の下に直交成分u1.。とua+@は式
(3)と式(4)と同じである。加重因数W1とWoは
ua+1およびua+。とu、の相関により次のように
得られる。
W r = u r X u a、(5)W<1 =
u r X u m、@ (6
)ここで×記号は相関関数を表記している。式(5)と
式(6)を実行する場合、クラッタ−信号、干渉信号、
および雑音信号は相互に相関していないと仮定されてい
る。
u r X u m、@ (6
)ここで×記号は相関関数を表記している。式(5)と
式(6)を実行する場合、クラッタ−信号、干渉信号、
および雑音信号は相互に相関していないと仮定されてい
る。
5(t) Xc(t) =s(t) XN(t) =c
(t) XN(t) =O(7)相関の後で、信号はあ
る大きさの時間(平均ラインにより示された)にわたっ
て平均され、かつ相関ユニット9と10のファクターG
によって増幅される。主チャネルと補助チャネルの間の
位相差が同じ(すなわちT−β=θ−α)と仮定すると
、式(1)から式(7)までによって以下のようになる
。
(t) XN(t) =O(7)相関の後で、信号はあ
る大きさの時間(平均ラインにより示された)にわたっ
て平均され、かつ相関ユニット9と10のファクターG
によって増幅される。主チャネルと補助チャネルの間の
位相差が同じ(すなわちT−β=θ−α)と仮定すると
、式(1)から式(7)までによって以下のようになる
。
u、# jm m(t) cos(wt+7)
−Hjmi(t) j、 s (t) cos(t、
+セ+7)÷M j、 5(t) cl、C,c (t
) cos(ωt+7) +Cc(t) cos(w七
十θ)− 鳳 M O,e(t)C,c (1:)cos(ωt+#
) 十]=− Hc、c(t) jm ja ” (セ)
cot(ωe+θ) +m1.(t) −VX、1i、
、工(t) −′gq、M、、q(t)wit−h N
m 1+ G [j s (t) + Ce (t
) + 1i (t) 1a
a m(8直) く8b) (8C) (8d) く8f) (8g) (8h) である。
−Hjmi(t) j、 s (t) cos(t、
+セ+7)÷M j、 5(t) cl、C,c (t
) cos(ωt+7) +Cc(t) cos(w七
十θ)− 鳳 M O,e(t)C,c (1:)cos(ωt+#
) 十]=− Hc、c(t) jm ja ” (セ)
cot(ωe+θ) +m1.(t) −VX、1i、
、工(t) −′gq、M、、q(t)wit−h N
m 1+ G [j s (t) + Ce (t
) + 1i (t) 1a
a m(8直) く8b) (8C) (8d) く8f) (8g) (8h) である。
項(8a)は主チャネル中の原干渉信号を与える。
項(8b)は原干渉信号が抑制される信号を与える。
この項は補助チャネル中の受信された共通干渉により決
定され、ここでjas”(t)は補助チャネル中の干渉
電力である。項(8c)は主チャネルと補助チャネル中
のクラッタ−の相関から生じるクラッタ−電力CmCa
c 2(t)を含んでいる。この項は双方のチャネル
中の共通りラッター信号の存在の結果として補助チャネ
ルからの過剰抑制信号(ex trasuppress
ion signal)が主チャネルに注入されること
を示している。この項は強いクラッタ−信号と非常に強
い干渉信号の場合に非常に高くなり得る。残りの項<8
d)、 (8e)、 (8f)は第1項からの位相差(
および原則として異なる周波数ω)を持つクラッタ−信
号を与える。項(8e)と(8f)は過剰クラッタ−が
補助チャネルから主チャネルに注入されることを示して
いる。項(8g)はそれぞれN、の同相成分と直交成分
であるN11.とN1.。
定され、ここでjas”(t)は補助チャネル中の干渉
電力である。項(8c)は主チャネルと補助チャネル中
のクラッタ−の相関から生じるクラッタ−電力CmCa
c 2(t)を含んでいる。この項は双方のチャネル
中の共通りラッター信号の存在の結果として補助チャネ
ルからの過剰抑制信号(ex trasuppress
ion signal)が主チャネルに注入されること
を示している。この項は強いクラッタ−信号と非常に強
い干渉信号の場合に非常に高くなり得る。残りの項<8
d)、 (8e)、 (8f)は第1項からの位相差(
および原則として異なる周波数ω)を持つクラッタ−信
号を与える。項(8e)と(8f)は過剰クラッタ−が
補助チャネルから主チャネルに注入されることを示して
いる。項(8g)はそれぞれN、の同相成分と直交成分
であるN11.とN1.。
を持つ雑音を表している。項(8c)はクラッタ−抑制
の劣化の原因であり、一方、項(8e)と(8f)は低
い検出確率の原因であることを証明している。
の劣化の原因であり、一方、項(8e)と(8f)は低
い検出確率の原因であることを証明している。
これは直ちに詳細に説明されよう。
主チャネル中の干渉信号が抑制される程度はいわゆる抑
制ファクター(suppression factor
) OFによって表現できる。
制ファクター(suppression factor
) OFによって表現できる。
ここでu、、Jは(8a)に等しい主チャネル中の原干
渉信号、そしてu ’ @l jは((8a) (8
b) (8c)に等しい)残留干渉信号である。
渉信号、そしてu ’ @l jは((8a) (8
b) (8c)に等しい)残留干渉信号である。
これは
となる。
クラッタ−が存在しないと(C@”C”(t)=O)、
抑制ファクターOFは実際には例えば10dBの干渉電
力(J % s ”(t))で15dBの有限値を有す
るであろう。相関信号(8b)は従って干渉信号(8a
)を完全に補償するには不十分である。
抑制ファクターOFは実際には例えば10dBの干渉電
力(J % s ”(t))で15dBの有限値を有す
るであろう。相関信号(8b)は従って干渉信号(8a
)を完全に補償するには不十分である。
第2図において、抑制ファクターOFはパラメーターと
して主チャネルと補助チャネルそれぞれのクラッタ−の
増幅率C,,とC1を持つ主チャネル中のクラッタ−電
力C,c”、(t)の関数として表されている。
して主チャネルと補助チャネルそれぞれのクラッタ−の
増幅率C,,とC1を持つ主チャネル中のクラッタ−電
力C,c”、(t)の関数として表されている。
値零から増大するクラッタ−電力により、抑制ファクタ
ー最初増大さえし、注入されたクラッタ−信号(8c)
は補正信号(8b)を補う。特定の値のクラッタ−電力
が超過されると、注入されたクラッタ−信号(8c)は
優勢になり始め、干渉信号は最早や抑制されなくなり、
抑制ファクターは減少する。高いクラッタ−電力の場合
、干渉信号の増幅が起こることさえ可能であり、抑制フ
ァクターは負にさえなろう。実際に、干渉信号のサイド
ローブ抑制は抑制ファクターが負である場合に最早や機
能しないことが分かろう。補助アンテナの減少する感度
の効果は第2図のパラメーターC,/C1から明らかに
なろう。C、/ C,が20dBである場合、サイドロ
ーブ抑制は最早や約22.5dBより高いクラッタ−電
力で機能しない。C、/ C,が増大する場合には、サ
イドローブ抑制はますます高いクラッタ−電力により機
能することが証明される。
ー最初増大さえし、注入されたクラッタ−信号(8c)
は補正信号(8b)を補う。特定の値のクラッタ−電力
が超過されると、注入されたクラッタ−信号(8c)は
優勢になり始め、干渉信号は最早や抑制されなくなり、
抑制ファクターは減少する。高いクラッタ−電力の場合
、干渉信号の増幅が起こることさえ可能であり、抑制フ
ァクターは負にさえなろう。実際に、干渉信号のサイド
ローブ抑制は抑制ファクターが負である場合に最早や機
能しないことが分かろう。補助アンテナの減少する感度
の効果は第2図のパラメーターC,/C1から明らかに
なろう。C、/ C,が20dBである場合、サイドロ
ーブ抑制は最早や約22.5dBより高いクラッタ−電
力で機能しない。C、/ C,が増大する場合には、サ
イドローブ抑制はますます高いクラッタ−電力により機
能することが証明される。
C,/C,が40dBである場合のみ、抑制ファクター
は約31.5dBのクラッタ−電力で負となる。従って
この結果はC、/ C,がJ s/ J aを変化せず
に増大すべきであると言うことである。前にも述べたよ
うに、これらの比はアンテナの感度によって決定される
。
は約31.5dBのクラッタ−電力で負となる。従って
この結果はC、/ C,がJ s/ J aを変化せず
に増大すべきであると言うことである。前にも述べたよ
うに、これらの比はアンテナの感度によって決定される
。
第3図はサイドローブ抑制システムの適用に適している
通常の無指向性補助アンテナのアンテナダイアグラムを
示している。このダイアグラムにおいて、アンテナ感度
(利得)は方向(ψ)の関数として表されている。主ア
ンテナのサイドローブの方向において、補助アンテナは
主アンテナよりも高い感度を有している。jイ/jtの
値はこの比により決定される。主アンテナの主ローブに
おいて、主アンテナと補助アンテナとの間のアンテす利
得の差は約20dfiである。これはC、/ C,の決
定に寄与する。
通常の無指向性補助アンテナのアンテナダイアグラムを
示している。このダイアグラムにおいて、アンテナ感度
(利得)は方向(ψ)の関数として表されている。主ア
ンテナのサイドローブの方向において、補助アンテナは
主アンテナよりも高い感度を有している。jイ/jtの
値はこの比により決定される。主アンテナの主ローブに
おいて、主アンテナと補助アンテナとの間のアンテす利
得の差は約20dfiである。これはC、/ C,の決
定に寄与する。
第4図は本発明による補助アンテナのアンテナダイアダ
ラムを表している。主アンテナの主ローブの方向(ψ)
において、補助アンテナは最小感度(デイツプ)を示し
ている。これはかなり低いC、/ C,の値とは反対に
J va/ J sの値に影響しない。
ラムを表している。主アンテナの主ローブの方向(ψ)
において、補助アンテナは最小感度(デイツプ)を示し
ている。これはかなり低いC、/ C,の値とは反対に
J va/ J sの値に影響しない。
主ローブにおける主アンテナと補助アンテナの間の利得
の差の代表的な値は例えば40dBである。
の差の代表的な値は例えば40dBである。
補助アンテナ感度のそのようなデイツプにより、高いク
ラッタ−電力におけるサイドローブ抑制が第2図に基づ
いて例示されたように機能し続けることが達成される。
ラッタ−電力におけるサイドローブ抑制が第2図に基づ
いて例示されたように機能し続けることが達成される。
感度のそのようなデイツプはまた主アンテナの検出能力
に好ましい効果を有している。サイドローブ抑制回路が
また受信クラック−信号を抑制しようとするから、位相
の変化するクラッタ−信号(8e)は主チャネルの物標
信号に付加される。その結果、戻りクラッタ−は明らか
に高くかつ非一定ドップラー周波数を得る。結局、ドツ
プラー周波数ω4は によって与えられ、ここでφは送信波と反射波との間の
位相シフトであり、λはレーダー波の波長であり、Rは
反射領域のレンジであり、vrはレーダーに対する速度
である。従って位相の変化するクラッタ−信号は見かけ
のドツプラー成分を生じ、その結果としてMTIユニッ
トによるクラッタ−の寄与は戻り移動物標からより少な
い程度でしか区別できない。これは主チャネルに組み込
まれたMTIフィルターの低い効果となる。
に好ましい効果を有している。サイドローブ抑制回路が
また受信クラック−信号を抑制しようとするから、位相
の変化するクラッタ−信号(8e)は主チャネルの物標
信号に付加される。その結果、戻りクラッタ−は明らか
に高くかつ非一定ドップラー周波数を得る。結局、ドツ
プラー周波数ω4は によって与えられ、ここでφは送信波と反射波との間の
位相シフトであり、λはレーダー波の波長であり、Rは
反射領域のレンジであり、vrはレーダーに対する速度
である。従って位相の変化するクラッタ−信号は見かけ
のドツプラー成分を生じ、その結果としてMTIユニッ
トによるクラッタ−の寄与は戻り移動物標からより少な
い程度でしか区別できない。これは主チャネルに組み込
まれたMTIフィルターの低い効果となる。
第1図はサイドローブ抑制ユニットを含むレーダー装置
の略図であり、 第2図はクラッタ−の量の関数としてサイドローブ抑制
ユニットによる干渉抑制の程度を示し、第3図は主アン
テナと通常の補助アンテナのアンテナパターンを示し、 第4図は本発明による主アンテナと補助アンテナのアン
テナパターンを示している。 l・・・主指向性アンテナ 2・・・第1受信機 3・・・サイドローブ抑制ユニット 4・・・補助アンテナ 5・・・第2受信機 6・・・信号加重ユニット 7・・・結合ユニット 8・・・(第1)直交検出器 9.10・・・乗算ユニット 11・・・第2直交検出器 12・・・第1増幅器 13、14・・・相関ユニット 15・・・第2増幅器 Fig、3 Fig、 4
の略図であり、 第2図はクラッタ−の量の関数としてサイドローブ抑制
ユニットによる干渉抑制の程度を示し、第3図は主アン
テナと通常の補助アンテナのアンテナパターンを示し、 第4図は本発明による主アンテナと補助アンテナのアン
テナパターンを示している。 l・・・主指向性アンテナ 2・・・第1受信機 3・・・サイドローブ抑制ユニット 4・・・補助アンテナ 5・・・第2受信機 6・・・信号加重ユニット 7・・・結合ユニット 8・・・(第1)直交検出器 9.10・・・乗算ユニット 11・・・第2直交検出器 12・・・第1増幅器 13、14・・・相関ユニット 15・・・第2増幅器 Fig、3 Fig、 4
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、レーダー装置であって、 −主指向性アンテナ、 −第1受信信号を得るために指向性アンテナに接続され
た第1コヒーレント受信機、 −上記の受信機に接続されたMTIユニット、と、 − −補助アンテナ、 −第2受信信号を得るために補助アンテナ に接続された第2受信機、 −第2受信機に接続された信号加重・結合 ユニットであって、該ユニットは第1お よび第2信号で供給されてMTIユニット に供給すべき出力信号を発生し、かつ主 指向性アンテナのサイドローブを介して 受信されかつ第1信号に存在する干渉信 号が出力信号で抑制されるように第1お よび第2受信信号のそのような組合せを 具えるもの、 −を備えるコヒーレントサイドローブ抑制ユニット、 を備えるものにおいて、 補助アンテナは主指向性アンテナがこの方 向の補助アンテナによって受信された信号の減衰を達成
する感度の最大値を有する方向と少なくとも一致する方
向で感度の最小値を有し、同時に位相相関を維持するこ
と、 を特徴とするレーダー装置。 2、補助アンテナが主アンテナに強固に接続されている
ことを特徴とする請求項1に記載のレーダー装置。 3、請求項1もしくは2に記載されたレーダー装置の適
用に適しているサイドローブ抑制ユニット。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL8802863 | 1988-11-21 | ||
NL8802863A NL8802863A (nl) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | Radarapparaat en zijlusonderdrukkingseenheid geschikt voor toepassing in een dergelijk radarapparaat. |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02183184A true JPH02183184A (ja) | 1990-07-17 |
Family
ID=19853260
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1294064A Pending JPH02183184A (ja) | 1988-11-21 | 1989-11-14 | レーダー装置とその適用に適しているサイドローブ抑制ユニット |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0374987A1 (ja) |
JP (1) | JPH02183184A (ja) |
KR (1) | KR900008288A (ja) |
AU (1) | AU4537089A (ja) |
CA (1) | CA2002567A1 (ja) |
NL (1) | NL8802863A (ja) |
NO (1) | NO894591L (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL9302002A (nl) * | 1993-11-19 | 1995-06-16 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Radarapparaat voorzien van ECCM voorzieningen. |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1058579B (de) * | 1958-04-23 | 1959-06-04 | Decca Record Co Ltd | Radaranlage mit veraenderlicher Strahlenbuendelbreite |
US3369235A (en) * | 1966-02-08 | 1968-02-13 | Gorham Corp | Directionally selective energy receiving system |
US3916408A (en) * | 1974-01-18 | 1975-10-28 | Hughes Aircraft Co | Radar receiver having clutter and large signal reduction |
FR2502866B1 (fr) * | 1981-03-24 | 1986-07-18 | Thomson Csf | Dispositif de compensation des derives d'au moins une chaine de mesure et son application |
NL8104485A (nl) * | 1981-10-02 | 1983-05-02 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Zijlusonderdrukkingseenheid voor een impulsradarapparaat. |
US4516126A (en) * | 1982-09-30 | 1985-05-07 | Hazeltine Corporation | Adaptive array having an auxiliary channel notched pattern in the steered beam direction |
-
1988
- 1988-11-21 NL NL8802863A patent/NL8802863A/nl not_active Application Discontinuation
-
1989
- 1989-11-09 CA CA002002567A patent/CA2002567A1/en not_active Abandoned
- 1989-11-10 EP EP89202859A patent/EP0374987A1/en not_active Withdrawn
- 1989-11-14 JP JP1294064A patent/JPH02183184A/ja active Pending
- 1989-11-17 NO NO89894591A patent/NO894591L/no unknown
- 1989-11-20 AU AU45370/89A patent/AU4537089A/en not_active Withdrawn
- 1989-11-20 KR KR1019890016794A patent/KR900008288A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR900008288A (ko) | 1990-06-04 |
NL8802863A (nl) | 1990-06-18 |
NO894591L (no) | 1990-05-22 |
EP0374987A1 (en) | 1990-06-27 |
NO894591D0 (no) | 1989-11-17 |
AU4537089A (en) | 1990-05-24 |
CA2002567A1 (en) | 1990-05-21 |
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