JPH02168855A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は各種電子機器に利用されるスイッチング電源装
置に関するものである。

従来の技術 従来、この種のスイッチング電源装置は、第４図に示す
ような構成であった。第４図において、１は整流平滑回
路であシ、受電した交流入力電圧を直流入力電圧ＶＩＮ
に変換する。２はスイッチングトランスで、１次巻線２
１．バイアス巻線２２゜２次巻線２３を有する。３は主
スイッチング素子で、この主スイッチング素子３をドラ
イブ回路１４でオンオフさせることにより直流入力電圧
を高周波交流電圧に変換し１次巻線２１に入力する。４
は充放電回路でコンデンサ１１を所定の時間で充放電す
る。５はダイオード、６はコンデンサで、バイアス巻線
２２に発生する高周波交流電圧を整３ヘーノ 流平滑し充放電回路４．Ｉ／Ｖ変換回路１０．比較回路
１２．ドライブ回路１４のバイアス電圧を供給する。７
は整流平滑回路で、２次巻線２３に発生する高周波交流
電圧を整流平滑し、直流出力電圧を供給する。８は直流
出力電圧を検知する検知回路、８１は直流出力電圧と比
較するだめの基準電圧、９は検知回路８によって得られ
た直流出力電圧の情報をＩ／Ｖ変換回路１ｏへ伝達する
フォトカプラである。Ｉ／Ｖ変換回路１０のうち、１０
１　．１０２はトランジスタ、１０３は抵抗で、フォト
カプラ９のトランジスタ側の電流を電圧に変換する。１
２は比較回路で、コンデンサ１１の両端電圧と、規定電
圧源１３の電圧と、Ｉ／Ｖ変換回路１０で得られた電圧
を比較し、パルス電圧を発生させ、ドライブ回路１４に
入力する。１６は抵抗である。

以下に従来例の動作について説明する。

整流平滑回路１へ入力された交流入力電圧は直流入力電
圧ＶＩＮに変換され、起動抵抗１６を介して、充放電回
路４．Ｉ／Ｖ変換回路１０．比較回路１２．ドライブ回
路１４をバイアスする。１５イアスされた充放電回路４
はコンデンサ１１を所定の時間で充放電し、このコンデ
ンサ１１０両端電圧ｖ０と規定電圧源１３の電圧ｖＲと
、Ｉ／Ｖ変換回路１０によって得られた電圧ｖＴＨとを
比較回路１２で比較しパルス電圧を出力し、ドライブ回
路１４によって増幅し、主スイッチング素子３をオフオ
ンする。主スイッチング素子３がオンオフすると直流入
力電圧ｖＩＮは高周波交流電圧に変換され１次巻線２１
へ入力され、バイアス巻線２２２次巻線２３にはそれぞ
れ巻数に応じた高周波交流電圧が発生する。バイアス巻
線２２に発生した高周波交流電圧はダイオード６及びコ
ンデンサ６によって整流平滑され、バイアス電圧として
充放電回路４．１／Ｖ変換回路１０．比較回路１２゜ド
ライブ回路１４に供給される。２次巻線２３に発生した
高周波交流電圧は整流平滑回路７によって整流平滑され
て直流出力電圧”ＯＵＴとして供給される。直流出力電
圧ＶＯＵＴは検知回路８によって基準電圧８１の電圧と
比較され、その誤差分を電流５八−７ に変換されて、フォトカプラ９のダイオード側に電流を
通じる。フォトカプラ９のトランジスタ側には、ダイオ
ード側に応じた電流が流れ、Ｉ／Ｖ変換回路１ｏのトラ
ンジスタ１０２のコレクタより電流を引きぬ〈。トラン
ジスタ１０１とトランジスタ１０２はカレントミラー構
成となっているため、それぞれのトランジスタのエミツ
タ面積比ｎによってトランジスタ１０１にも電流が流れ
、この電流を抵抗１０３で受けて直流出力電圧の情報に
応じた電圧ＶＴＲを得る。比較回路１２は、第５図に示
すようにＶＣがＶＴ）Ｉよりも高い期間にパルス電圧を
発生させ、最大のパルス幅を７１によって決定する。つ
まり、直流出力電圧と基準電圧との誤差分に応じてＶＴ
Ｒを変化させ、パルス幅を変化させる。

このように比較回路１２によって直流出力電圧ＶＯＵＴ
を安定化すべくパルス幅を変化させたパルス電圧を、ド
ライブ回路１４に入力して、主スイッチング素子３０オ
ンオフ期間を変化させる。以上の動作により、交流入力
電圧から、安定化された６７＼−７ 直流出力電圧ＶＯＵＴを供給する。フォトカプラ９のト
ランジスタ側に流れる電流を工１トランジスタ１０１と
トランジスタ１０２のエミツタ面積比をｎ、抵抗１０３
の抵抗値をＲ４゜、とすると次式が成立する。

ｖＴｕ−−・Ｉ　１　・Ｒ１０５−−（１１又、パルス
幅の最小値は’ｌ’ＴＨがｖｃの最大値”ＣＭＡＩとな
った時であり、最大値はＶＴＨがｖＲとなった時である
。よって、パルス幅を最小とする時の電流値Ｉ　ＩＭＡ
Ｉと、パルス幅を最小から最大へとする電流の変化幅Δ
工１ばそれぞれ Ｉ＋ＭＡＩ　”　”ＣＭＡＸ　’　ｎ　／Ｒ１０３°−
（２）ΔＬ　　＝　ｎ　・（ＶｃＭｉｘ　ＶＲ）／Ｒ１
ｏｓ　　＝＝・（３１で表わすことができるが、ΔＩ　
が小さい場合ゲインが高くさらにノイズ等の影響を受は
易くなり制御系の安定化のためには、＜２１式のΔ工１
を大きくとる必要がある。

発明が解決しようとする課題 このような従来の構成では、Δ工１を大きくとる７１＼
−７ だめには（２）式かられかるようにｎを大きくするか、
Ｒ１０３を小さくするか、ｖｃＭＡｘ−ｖＲを大きくし
なければならなく、いずれの場合もΔ工、が犬きくなる
につれて１１ＭＡｘ　も比例して増加してしまう。

工ｊＭＡＸが増加するということは、消費電流が増加す
ることであり、素子の発熱、効率の低下を壕ねき、Ｉ／
Ｖ変換回路１０を含む制御回路部を集積回路化するとき
に大きな問題となる。さらにフォトカプラ電流の最大値
ＩｊＭＡＩが増加すると、フォトカプラ９の寿命が短か
くなるなど、スイッチング電源全体の信頼性も悪下する
という課題があった。

本発明はこのような課題を解決するもので、消費電流の
最大値を従来と同じ値とした場合でもΔ１１を大きくす
ることができ制御系を安定化させ、温度特性を改善し、
精度を向上させる手段を有したスイッチング電源装置を
提供するものである。

課題を解決するだめの手段 このような課題を解決するために本発明は、直流入力電
圧を、主スイッチング素子によって高周波交流電圧に変
換して印加する少なくとも１次巻線と、２次巻線を具備
したトランスを有し、前記２次巻線から出力される高周
波交流電圧を整流平滑して負荷へ直流出力電圧を供給し
、前記直流出力電圧と基糸電圧とを比較し、誤差分を絶
縁伝達手段を介して電流に変換して前記１次巻線側に伝
達し、前記絶縁伝達手段を介して供給される電流を電圧
に変換するＩ／Ｖ変換回路に入力し、コンデンサを充放
電することによって得られる充放電波形と前記Ｉ／Ｖ変
換回路によって得られる電圧を比較してパルス電圧を発
生し、前記直流出力電圧を安定化すべく前記パルス電圧
のパルス幅を変化させ、前記パルス電圧により前記主ス
イッチング素子を駆動する構成において、前記Ｉ／Ｖ変
換回路に入力する電流に対して得られる電圧をレベルシ
フト回路によってレベルシフトさせて、前記充放電波形
と比較するような構成としたものである。

作用 この構成によって、消費電流を増加させること９八−ノ なしに、Ｉ／Ｖ変換回路に接続したレベルシフト回路の
レベルシフト電圧を調整することにより、パルス幅を最
大とする時と最小とする時のＩ／Ｖ変換回路より引きぬ
く電流の差を大きくすることができる。

実施例 第１図は本発明の１実施例によるスイッチング電源装置
の回路構成図である。第１図において１〜１４．１６は
従来例で示したものと同等である。

１５はレベルシフト回路である。以下その動作について
説明する。

交流入力電圧から、安定化された直流出力電圧ＶＯＵＴ
を供給する動作は従来例と同等であるため省略するが、
Ｉ／Ｖ変換回路１０で得られた直流電圧ｖＴＨに、レベ
ルシフト回路１５の直流電圧ｖｓンサ１１の両端電圧ｖ
ｃと規定電圧源１３の電圧ｖＲを比較回路１２で比較し
、パルス電圧を出力する。抵抗１０３の抵抗値をＲ１０
３、Ｉ／Ｖ変換回路１ｏより引きぬく電流をＩ＋　　　
）ランラスタ１０１１０ヘージ とトランジスタ１０２のエミツタ面積比をｎ′とすると
出力電圧ＶＴ４は ’ｌ’ＴＭ　−−／・ Ｉ＜　”１０３＋ＶＢ となり、最小パルス幅を得る時の工１　　をＩ’ＩＭＡ
ＸＩ　＜ＭＡＸと最大パルス幅を得る時のＸ（との差を
Δ工（とすると、”ＳＭｋＸ　ｒΔ工へはそれぞれ（２
）式、（３）式、４）式より ＩＩＭＡＩ Δ１１′ （ＶｃＭｉｘ　Ｖｒｓ　）・ｎ’／Ｒ’＋ｏ３ｎ　’　
（ＶｃＭｉｘ　ＶＲ）　／　Ｒ’＋　ａｓ・（５） ・・・（６） と表わすことができる。

ＩＩＭＡＩ−Ｉ：ＭＡＸのとき（２）式、（６）式より
Ｒ１０６（ｖＯＭＡｘ−ｖＳ）°ｎ／ｖＣＭＡｘ、ｎ／
Ｒ＋ｏｓ＝ ・（′７） ”　　−ｖｏＭＡｘｏＲ”。３／　（ＶＣＭＡＸ　ＶＳ
　）　・Ｒ＋ｏｓ　−１８）／ｎ となり、ｎ’−ｎのとき（７）式は １１ヘーン また、１０５＝　Ｒ１０５のとき（８）式はで表わされ
る。したがってΔＩ／、は と表わされる。

以上のように本発明によれば、従来に対してΔ工１を大
きくすることができ、さらにこの場合、抵抗Ｒ１０３を
小さくするか、エミツタ面積比ｎを大きくすることがで
きるため、精度が向上し、消費電流を減少させることが
できる。

ｖｓ　　を太きくするほどΔ工１を犬きくすることがで
きるが、　ｖｓ≦ｖＲに設定することは明らかである。

第２図は本発明におけるレベルシフト回路１５の具体例
であって、レベルシフト回路１５としてダイオードを使
用したもので、レベルシフト回路１５の直流電圧ｖｓと
してダイオードの順方向電流ｖＦ　を利用するものであ
る。

Ｉ／Ｖ変換回路１０を含む制御回路を集積回路化した時
、各素子には温度特性が有シ、抵抗は正の温度特性を持
ち、ダイオードは負の温度特性を持つ。よって抵抗とダ
イオードの温度特性を調整してやると、Ｉ／Ｖ変換回路
１ｏの出力電圧ｖＴＨは、温度に対して変動の少ないも
のとすることができる。

第３図は本発明における第２の実施例を示す構成図であ
って、規定電圧源１３をレベルシフト回路１５として使
用し、部品点数を削減するようにしたものである。

なお、第２図においてレベルシフト回路１５をダイオー
ド１個としたが、レベルシフト回路１６はダイオードを
複数個直列に接続したものでも、定電圧ダイオードでも
、他の直流電源としてもよい。

また、実施例ではＩ／Ｖ変換回路１ｏとして、カレント
ミラー構成のトランジスタと抵抗を使用１３ヘ一／ しているが、　Ｉ／Ｖ変換回路１０は電流を電圧に変換
できる構成であれば、本発明における機能に変わシはな
い。さらに、検知回路８の電流をフォトカプラ９を介さ
ずに直接Ｉ／Ｖ変換回路１ｏと接続しても機能は同等で
ある。

発明の効果 以上のように本発明は、Ｉ／Ｖ変換回路にレベルシフト
回路を接続して、　Ｉ／Ｖ変換回路で得られた直流電圧
をレベルシフト回路によってレベルシフトさせることに
よシ、消費電流を増加させることなしに、最大パルス幅
を得る時と最小パルス幅を得る時のＩ／Ｖ変換回路から
引きぬく電流の差Δ１を大きくすることができ、フォト
カプラの寿命の低下をまねくことなく、制御系の安定し
た、温度特性の良好な精度の良い優れたスイッチング電
源装置を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源装
置の回路構成図、第２図は同レベルシフト回路の具体例
を示す回路図、第３図は本発明の１４・＼−ノ 他のレベルシフト回路の実施例の回路図、第４図第５図
は従来のスイッチング電源装置の回路構成図及び波形図
である。 １・・・・・・整流平滑回路、２・・・・・スイッチン
グトランス、３・・・・・・主スイッチング素子、４・
・・・・・制御回路、５・・・・・・ダイオード、６・
・・・・・コンデンサ、７・・・・・・整流平滑回路、
８・・・・・・検知回路、９・・・・・・フォトカプラ
、１０・・・・・・工／ｖ変換回路、１１・・・・・・
コンデンサ、１２・・・・・・比較回路、１３・・・・
・・規定電圧源、１４・・・・・・ドライブ回路、１５
・・・・・・レベルシフト回路、１６・・・・・・抵抗
、２１・・・・・・１次巻線、２２　・・・・バイアス
巻線、２３　・・・・２次巻線、８１・・・・・・基糸
電圧、１０１，１０２・・・・・トランジスタ、１０３
・・・・・抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流入力電圧を、主スイッチング素子によって高周波交
   流電圧に変換して印加する少なくとも１次巻線と、２次
   巻線を具備したスイッチングトランスを有し、前記２次
   巻線から出力される高周波交流電圧を整流平滑して負荷
   へ直流出力電圧を供給し、前記直流出力電圧と基準電圧
   とを比較し、誤差分を絶縁伝達手段を介して電流として
   前記１次巻線側に伝達し、前記絶縁伝達手段を介して供
   給される電流を、電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路に入力
   し、コンデンサを充放電することによって得られる充放
   電波形と前記Ｉ／Ｖ変換回路によって得られる電圧を比
   較してパルス電圧を発生し、前記直流出力電圧を安定化
   すべく前記パルス電圧のパルス幅を変化させ、前記パル
   ス電圧により前記主スイッチング素子を駆動し、前記Ｉ
   ／Ｖ変換回路に入力する電流に対して得られる電圧をレ
   ベルシフト回路によってレベルシフトさせて前記充放電
   波形と比較するようにしたスイッチング電源装置。