JP2722580B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は各種電子機器に利用されるスイッチング電源
装置に関するものである。
装置に関するものである。
従来の技術 従来、この種のスイッチング電源装置は、第４図に示
すような構成であった。第４図において、１は整流平滑
回路であり、受電した交流入力電圧を直流入力電圧VIN
に変換する。２はスイッチングトランスで、１次巻線2
1,バイアス巻線22,2次巻線23を有する。３は主スイッチ
ング素子で、この主スイッチング素子３をドライブ回路
14でオンオフさせることにより直流入力電圧を高周波交
流電圧に変換し１次巻線21に入力する。４は充放電回路
でコンデンサ11を所定の時間で充放電する。５はダイオ
ード、６はコンデンサで、バイアス巻線22に発生する高
周波交流電圧を整流平滑し充放電回路4,I/V変換回路10,
比較回路12,ドライブ回路14のバイアス電圧を供給す
る。７は整流平滑回路で、２次巻線23に発生する高周波
交流電圧を整流平滑し、直流出力電圧を供給する。８は
直流出力電圧を検知する検知回路、81は直流出力電圧と
比較するための基準電圧、９は検知回路８によって得ら
れた直流出力電圧の情報をI/V変換回路10へ伝達するフ
ォトカプラである。I/V変換回路10のうち、101,102はト
ランジスタ、103は抵抗で、フォトカプラ９のトランジ
スタ側の電流を電圧に変換する。12は比較回路で、コン
デンサ11の両端電圧と、規定電圧源13の電圧と、I/V変
換回路10で得られた電圧を比較し、パルス電圧を発生さ
せ、ドライブ回路14に入力する。16は抵抗である。
すような構成であった。第４図において、１は整流平滑
回路であり、受電した交流入力電圧を直流入力電圧VIN
に変換する。２はスイッチングトランスで、１次巻線2
1,バイアス巻線22,2次巻線23を有する。３は主スイッチ
ング素子で、この主スイッチング素子３をドライブ回路
14でオンオフさせることにより直流入力電圧を高周波交
流電圧に変換し１次巻線21に入力する。４は充放電回路
でコンデンサ11を所定の時間で充放電する。５はダイオ
ード、６はコンデンサで、バイアス巻線22に発生する高
周波交流電圧を整流平滑し充放電回路4,I/V変換回路10,
比較回路12,ドライブ回路14のバイアス電圧を供給す
る。７は整流平滑回路で、２次巻線23に発生する高周波
交流電圧を整流平滑し、直流出力電圧を供給する。８は
直流出力電圧を検知する検知回路、81は直流出力電圧と
比較するための基準電圧、９は検知回路８によって得ら
れた直流出力電圧の情報をI/V変換回路10へ伝達するフ
ォトカプラである。I/V変換回路10のうち、101,102はト
ランジスタ、103は抵抗で、フォトカプラ９のトランジ
スタ側の電流を電圧に変換する。12は比較回路で、コン
デンサ11の両端電圧と、規定電圧源13の電圧と、I/V変
換回路10で得られた電圧を比較し、パルス電圧を発生さ
せ、ドライブ回路14に入力する。16は抵抗である。
以下に従来例の動作について説明する。
整流平滑回路１へ入力された交流入力電圧は直流入力
電圧VINに変換され、起動抵抗16を介して、充放電回路
4,I/V変換回路10,比較回路12,ドライブ回路14をバイア
スする。バイアスされた充放電回路４はコンデンサ11を
所定の時間で充放電し、このコンデンサ11の両端電圧VC
と規定電圧源13の電圧VRと、I/V変換回路10によって得
られた電圧VTHとを比較回路12で比較しパルス電圧を出
力し、ドライブ回路14によって増幅し、主スイッチング
素子３をオフオンする。主スイッチング素子３がオンオ
フすると直流入力電圧VINは高周波交流電圧に変換され
１次巻線21へ入力され、バイアス巻線22,2次巻線23には
それぞれ巻数に応じた高周波交流電圧が発生する。バイ
アス巻線22に発生した高周波交流電圧はダイオード５及
びコンデンサ６によって整流平滑され、バイアス電圧と
して充放電回路4,I/V変換回路10,比較回路12,ドライブ
回路14に供給される。２次巻線23に発生した高周波交流
電圧は整流平滑回路７によって整流平滑されて直流出力
電圧VOUTとして供給される。直流出力電圧VOUTは検知回
路８によって基準電圧81の電圧と比較され、その誤差分
を電流に変換され、フォトカプラ９のダイオード側に電
流を通じる。フォトカプラ９のトランジスタ側には、ダ
イオード側に応じた電流が流れ、I/V変換回路10のトラ
ンジスタ102のコレクタより電流を引きぬく。トランジ
スタ101とトランジスタ102はカレントミラー構成となっ
ているため、それぞれのトランジスタのエミッタ面積比
ｎによってトランジスタ101にも電流が流れ、この電流
を抵抗103で受けて直流出力電圧の情報に応じた電圧VTH
を得る。比較回路12は、第５図に示すようにVCがVTHよ
りも高い期間にパルス電圧を発生させ、最大のパルス幅
をVRによって決定する。つまり、直流出力電圧と基準電
圧との誤差分に応じてVTHを変化させ、パルス幅を変化
させる。
電圧VINに変換され、起動抵抗16を介して、充放電回路
4,I/V変換回路10,比較回路12,ドライブ回路14をバイア
スする。バイアスされた充放電回路４はコンデンサ11を
所定の時間で充放電し、このコンデンサ11の両端電圧VC
と規定電圧源13の電圧VRと、I/V変換回路10によって得
られた電圧VTHとを比較回路12で比較しパルス電圧を出
力し、ドライブ回路14によって増幅し、主スイッチング
素子３をオフオンする。主スイッチング素子３がオンオ
フすると直流入力電圧VINは高周波交流電圧に変換され
１次巻線21へ入力され、バイアス巻線22,2次巻線23には
それぞれ巻数に応じた高周波交流電圧が発生する。バイ
アス巻線22に発生した高周波交流電圧はダイオード５及
びコンデンサ６によって整流平滑され、バイアス電圧と
して充放電回路4,I/V変換回路10,比較回路12,ドライブ
回路14に供給される。２次巻線23に発生した高周波交流
電圧は整流平滑回路７によって整流平滑されて直流出力
電圧VOUTとして供給される。直流出力電圧VOUTは検知回
路８によって基準電圧81の電圧と比較され、その誤差分
を電流に変換され、フォトカプラ９のダイオード側に電
流を通じる。フォトカプラ９のトランジスタ側には、ダ
イオード側に応じた電流が流れ、I/V変換回路10のトラ
ンジスタ102のコレクタより電流を引きぬく。トランジ
スタ101とトランジスタ102はカレントミラー構成となっ
ているため、それぞれのトランジスタのエミッタ面積比
ｎによってトランジスタ101にも電流が流れ、この電流
を抵抗103で受けて直流出力電圧の情報に応じた電圧VTH
を得る。比較回路12は、第５図に示すようにVCがVTHよ
りも高い期間にパルス電圧を発生させ、最大のパルス幅
をVRによって決定する。つまり、直流出力電圧と基準電
圧との誤差分に応じてVTHを変化させ、パルス幅を変化
させる。
このように比較回路12によって直流出力電圧VOUTを安
定化すべくパルス幅を変化させたパルス電圧を、ドライ
ブ回路14に入力して、主スイッチング素子３のオンオフ
期間を変化させる。以上の動作により、交流入力電圧か
ら、安定化された直流出力電圧VOUTを供給する。フォト
カプラ９のトランジスタ側に流れる電流をI1、トランジ
スタ101とトランジスタ102のエミッタ面積比をｎ、抵抗
103の抵抗地をR103とすると次式が成立する。
定化すべくパルス幅を変化させたパルス電圧を、ドライ
ブ回路14に入力して、主スイッチング素子３のオンオフ
期間を変化させる。以上の動作により、交流入力電圧か
ら、安定化された直流出力電圧VOUTを供給する。フォト
カプラ９のトランジスタ側に流れる電流をI1、トランジ
スタ101とトランジスタ102のエミッタ面積比をｎ、抵抗
103の抵抗地をR103とすると次式が成立する。
又、パルス幅の最小値はVTHがVCの最大値VCMAXとなっ
た時であり、最大値はVTHがVRとなった時である。よっ
て、パルス幅を最小とする時の電流値I1MAXと、パルス
幅を最小から最大へとする電流の変化幅ΔI1はそれぞれ I1MAX＝VCMAX・n/R103 ……（２） ΔI1＝ｎ・（VCMAX−VR）/R103 ……（３） で表わすことができるが、ΔＩが小さい場合ゲインを高
くさらにノイズ等の影響を受け易くなり制御系の安定化
のためには、（２）式のΔI1を大きくとる必要がある。
た時であり、最大値はVTHがVRとなった時である。よっ
て、パルス幅を最小とする時の電流値I1MAXと、パルス
幅を最小から最大へとする電流の変化幅ΔI1はそれぞれ I1MAX＝VCMAX・n/R103 ……（２） ΔI1＝ｎ・（VCMAX−VR）/R103 ……（３） で表わすことができるが、ΔＩが小さい場合ゲインを高
くさらにノイズ等の影響を受け易くなり制御系の安定化
のためには、（２）式のΔI1を大きくとる必要がある。
発明が解決しようとする課題 このような従来の構成では、ΔI1を大きくとるために
は（２）式からわかるようにｎを大きくするか、R103を
小さくするか、VCMAX−VRを大きくしなければならな
く、いずれの場合もΔI1が大きくなるにつれてI1MAXも
比例して増加してしまう。I1MAXが増加するということ
は、消費電力が増加することであり、素子の発熱，効率
の低下をまねき、I/V変換回路10を含む制御回路部を集
積回路化するときに大きな問題となる。さらにフォトカ
プラ電流の最大値I1MAXが増加すると、フォトカプラ９
の寿命が短かくなるなど、スイッチング電源全体の信頼
性も悪下するという課題があった。
は（２）式からわかるようにｎを大きくするか、R103を
小さくするか、VCMAX−VRを大きくしなければならな
く、いずれの場合もΔI1が大きくなるにつれてI1MAXも
比例して増加してしまう。I1MAXが増加するということ
は、消費電力が増加することであり、素子の発熱，効率
の低下をまねき、I/V変換回路10を含む制御回路部を集
積回路化するときに大きな問題となる。さらにフォトカ
プラ電流の最大値I1MAXが増加すると、フォトカプラ９
の寿命が短かくなるなど、スイッチング電源全体の信頼
性も悪下するという課題があった。
本発明はこのような課題を解決するもので、消費電流
の最大値を従来と同じ値とした場合でもΔI1を大きくす
ることができ制御系を安定化させ、温度特性を改善し、
精度を向上させる手段を有したスイッチング電源装置を
提供するものである。
の最大値を従来と同じ値とした場合でもΔI1を大きくす
ることができ制御系を安定化させ、温度特性を改善し、
精度を向上させる手段を有したスイッチング電源装置を
提供するものである。
課題を解決するための手段 このような課題を解決するために本発明は、直流入力
電圧を、主スイッチング素子によって高周波交流電圧に
変換して印加する少なくとも１次巻線と、２次巻線を具
備したトランスを有し、前記２次巻線から出力された高
周波交流電圧を整流平滑して負荷へ直流出力電圧を供給
し、前記直流出力電圧と基準電圧とを比較し、誤差分を
絶縁伝達手段を介して電流に変換して前記１次巻線側に
伝達し、前記絶縁伝達手段を介して供給される電流を電
圧に変換するI/V変換回路に入力し、コンデンサを充放
電することによって得られる充放電波形と前記I/V変換
回路によって得られる電圧を比較してパルス電圧を発生
し、前記直流出力電圧を安定化すべく前記パルス電圧の
パルス幅を変化させ、前記パルス電圧により前記主スイ
ッチング素子を駆動する構成において、前記I/V変換回
路に入力する電流に対して得られる電圧をレベルシフト
回路によってレベルシフトさせて、前記充放電波形と比
較するような構成としたものである。
電圧を、主スイッチング素子によって高周波交流電圧に
変換して印加する少なくとも１次巻線と、２次巻線を具
備したトランスを有し、前記２次巻線から出力された高
周波交流電圧を整流平滑して負荷へ直流出力電圧を供給
し、前記直流出力電圧と基準電圧とを比較し、誤差分を
絶縁伝達手段を介して電流に変換して前記１次巻線側に
伝達し、前記絶縁伝達手段を介して供給される電流を電
圧に変換するI/V変換回路に入力し、コンデンサを充放
電することによって得られる充放電波形と前記I/V変換
回路によって得られる電圧を比較してパルス電圧を発生
し、前記直流出力電圧を安定化すべく前記パルス電圧の
パルス幅を変化させ、前記パルス電圧により前記主スイ
ッチング素子を駆動する構成において、前記I/V変換回
路に入力する電流に対して得られる電圧をレベルシフト
回路によってレベルシフトさせて、前記充放電波形と比
較するような構成としたものである。
作用 この構成によって、消費電流を増加させることなし
に、I/V変換回路に接続したレベルシフト回路のレベル
シフト電圧を調整することにより、パルス幅を最大とす
る時と最小とする時のI/V変換回路より引きぬく電流の
差を大きくすることができる。
に、I/V変換回路に接続したレベルシフト回路のレベル
シフト電圧を調整することにより、パルス幅を最大とす
る時と最小とする時のI/V変換回路より引きぬく電流の
差を大きくすることができる。
実施例 第１図は本発明の１実施例によるスイッチング電源装
置の回路構成図である。第１図において１〜14,16は従
来例で示したものと同等である。15はレベルシフト回路
である。以下その動作について説明する。
置の回路構成図である。第１図において１〜14,16は従
来例で示したものと同等である。15はレベルシフト回路
である。以下その動作について説明する。
交流入力電圧から、安定化された直流出力電圧VOUTを
供給する動作は従来例と同等であるため省略するが、I/
V変換回路10で得られた直流電圧VTHに、レベルシフト回
路15の直流電圧VSをレベルシフトして▲Ｖ′ TH▼を得、
この▲Ｖ′ TH▼とコンデンサ11の両端電圧VCと規定電圧
源13の電圧VRを比較回路12で比較し、パルス電圧を出力
する。抵抗103の抵抗値を▲Ｒ′ 103▼、I/V変換回路10
より引きぬく電流を▲Ｉ′ １▼、トランジスタ101とト
ランジスタ102のエミッタ面積比をｎ′とすると出力電
圧▲Ｖ′ TH▼は となり、最小パルス幅を得る時の▲Ｉ′ １▼を▲Ｉ′
1MAX▼，▲Ｉ′ 1MAX▼と最大パルス幅を得る時の▲Ｉ′
１▼との差を▲ΔＩ′ １▼と、▲Ｉ′ 1MAX▼，▲ΔＩ′
１▼はそれぞれ（２）式，（３）式，（４）式より ▲Ｉ′ 1MAX▼＝（VCMAX−VS）・ｎ′／▲Ｒ′ 103▼ ……（５） ▲ΔＩ′ １▼＝ｎ′・（VCMAX−VR）／▲Ｒ′ 103▼ ……（６） と表わすことができる。
供給する動作は従来例と同等であるため省略するが、I/
V変換回路10で得られた直流電圧VTHに、レベルシフト回
路15の直流電圧VSをレベルシフトして▲Ｖ′ TH▼を得、
この▲Ｖ′ TH▼とコンデンサ11の両端電圧VCと規定電圧
源13の電圧VRを比較回路12で比較し、パルス電圧を出力
する。抵抗103の抵抗値を▲Ｒ′ 103▼、I/V変換回路10
より引きぬく電流を▲Ｉ′ １▼、トランジスタ101とト
ランジスタ102のエミッタ面積比をｎ′とすると出力電
圧▲Ｖ′ TH▼は となり、最小パルス幅を得る時の▲Ｉ′ １▼を▲Ｉ′
1MAX▼，▲Ｉ′ 1MAX▼と最大パルス幅を得る時の▲Ｉ′
１▼との差を▲ΔＩ′ １▼と、▲Ｉ′ 1MAX▼，▲ΔＩ′
１▼はそれぞれ（２）式，（３）式，（４）式より ▲Ｉ′ 1MAX▼＝（VCMAX−VS）・ｎ′／▲Ｒ′ 103▼ ……（５） ▲ΔＩ′ １▼＝ｎ′・（VCMAX−VR）／▲Ｒ′ 103▼ ……（６） と表わすことができる。
I1MAX＝▲Ｉ′ 1MAX▼のとき（２）式，（５）式より ▲Ｒ′ 103▼/R103＝（VCMAX−VS）・ｎ′/VCMAX・ｎ ……（７） ｎ′/n＝VCMAX・▲Ｒ′ 103▼／（VCMAX−VS）・R103 ……（８） となり、ｎ′＝ｎのとき（７）式は また、▲Ｒ′ 103▼＝R103のとき（８）式は で表わされる。したがって▲ΔＩ′ １▼は と表わされる。
以上のように本発明によれば、従来に対してI1MAXを
増加させることなしに だけΔI1を大きくすることができ、さらにこの場合、抵
抗R103を小さくするが、エミッタ面積比ｎを大きくする
ことができるため、精度が向上し、消費電流を減少させ
ることができる。
増加させることなしに だけΔI1を大きくすることができ、さらにこの場合、抵
抗R103を小さくするが、エミッタ面積比ｎを大きくする
ことができるため、精度が向上し、消費電流を減少させ
ることができる。
VSを大きくするほどΔI1を大きくすることができる
が、VS≦VRに設定することは明らかである。
が、VS≦VRに設定することは明らかである。
第２図は本発明におけるレベルシフト回路15の具体例
であって、レベルシフト回路15としてダイオードを使用
したもので、レベルシフト回路15の直流電圧VSとしてダ
イオードの順方向電流VFを利用するものである。
であって、レベルシフト回路15としてダイオードを使用
したもので、レベルシフト回路15の直流電圧VSとしてダ
イオードの順方向電流VFを利用するものである。
I/V変換回路10を含む制御回路を集積回路化した時、
各素子には温度特性が有り、抵抗は正の温度特性を持
ち、ダイオードは負の温度特性を持つ。よって抵抗とダ
イオードの温度特性を調整してやると、I/V変換回路10
の出力電圧▲Ｖ′ TH▼は、温度に対して変動の少ないも
のとすることができる。
各素子には温度特性が有り、抵抗は正の温度特性を持
ち、ダイオードは負の温度特性を持つ。よって抵抗とダ
イオードの温度特性を調整してやると、I/V変換回路10
の出力電圧▲Ｖ′ TH▼は、温度に対して変動の少ないも
のとすることができる。
第３図は本発明における第２の実施例を示す構成図で
あって、規定電圧源13をレベルシフト回路15として使用
し、部品点数を削減するようにしたものである。
あって、規定電圧源13をレベルシフト回路15として使用
し、部品点数を削減するようにしたものである。
なお、第２図においてレベルシフト回路15をダイオー
ド１個としたが、レベルシフト回路15はダイオードを複
数個直列に接続したものでも、定電圧ダイオードでも、
他の直流電源としてもよい。
ド１個としたが、レベルシフト回路15はダイオードを複
数個直列に接続したものでも、定電圧ダイオードでも、
他の直流電源としてもよい。
また、実施例ではI/V変換回路10として、カレントミ
ラー構成のトランジスタと抵抗を使用しているが、I/V
変換回路10は電流を電圧に変換できる構成であれば、本
発明における機能に変わりはない。さらに、検知回路８
の電流をフォトカプラ９を介さずに直接I/V変換回路10
と接続しても機能は同等である。
ラー構成のトランジスタと抵抗を使用しているが、I/V
変換回路10は電流を電圧に変換できる構成であれば、本
発明における機能に変わりはない。さらに、検知回路８
の電流をフォトカプラ９を介さずに直接I/V変換回路10
と接続しても機能は同等である。
発明の効果 以上のように本発明は、I/V変換回路にレベルシフト
回路を接続して、I/V変換回路で得られた直流電圧をレ
ベルシフト回路によってレベルシフトさせることによ
り、消費電流を増加させることなしに、最大パルス幅を
得る時と最小パルス幅を得る時のI/V変換回路から引き
ぬく電流の差ΔＩを大きくすることができ、フォトカプ
ラの寿命の低下をまねくことなく、制御系の安定した、
温度特性の良好な精度の良い優れたスイッチング電源装
置を実現できるものである。
回路を接続して、I/V変換回路で得られた直流電圧をレ
ベルシフト回路によってレベルシフトさせることによ
り、消費電流を増加させることなしに、最大パルス幅を
得る時と最小パルス幅を得る時のI/V変換回路から引き
ぬく電流の差ΔＩを大きくすることができ、フォトカプ
ラの寿命の低下をまねくことなく、制御系の安定した、
温度特性の良好な精度の良い優れたスイッチング電源装
置を実現できるものである。
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチング電源装
置の回路構成図、第２図は同レベルシフト回路の具体例
を示す回路図、第３図は本発明の他のレベルシフト回路
の実施例の回路図、第４図，第５図は従来のスイッチン
グ電源装置の回路構成図及び波形図である。 １……整流平滑回路、２……スイッチングトランス、３
……主スイッチング素子、４……制御回路、５……ダイ
オード、６……コンデンサ、７……整流平滑回路、８…
…検知回路、９……フォトカプラ、10……I/V変換回
路、11……コンデンサ、12……比較回路、13……規定電
圧源、14……ドライブ回路、15……レベルシフト回路、
16……抵抗、21……１次巻線、22……バイアス巻線、23
……２次巻線、81……基準電圧、101,102……トランジ
スタ、103……抵抗。
置の回路構成図、第２図は同レベルシフト回路の具体例
を示す回路図、第３図は本発明の他のレベルシフト回路
の実施例の回路図、第４図，第５図は従来のスイッチン
グ電源装置の回路構成図及び波形図である。 １……整流平滑回路、２……スイッチングトランス、３
……主スイッチング素子、４……制御回路、５……ダイ
オード、６……コンデンサ、７……整流平滑回路、８…
…検知回路、９……フォトカプラ、10……I/V変換回
路、11……コンデンサ、12……比較回路、13……規定電
圧源、14……ドライブ回路、15……レベルシフト回路、
16……抵抗、21……１次巻線、22……バイアス巻線、23
……２次巻線、81……基準電圧、101,102……トランジ
スタ、103……抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力電圧を、主スイッチング素子によ
って高周波交流電圧に変換して印加する少なくとも１次
巻線と、２次巻線を具備したスイッチングトランスを有
し、前記２次巻線から出力された高周波交流電圧を整流
平滑して負荷へ直流出力電圧を供給し、前記直流出力電
圧と基準電圧とを比較し、誤差分を絶縁伝達手段を介し
て電流として前記１次巻線側に伝達し、前記絶縁伝達手
段を介して供給される電流を、電圧に変換するI/V変換
回路に入力し、コンデンサを充放電することによって得
られる充放電波形と前記I/V変換回路によって得られる
電圧を比較してパルス電圧を発生し、前記直流出力電圧
を安定化すべく前記パルス電圧のパルス幅を変化させ、
前記パルス電圧により前記主スイッチング素子を駆動
し、前記I/V変換回路に入力する電流に対して得られる
電圧をレベルシフト回路によってレベルシフトさせて前
記充放電波形と比較するようにしたスイッチング電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32100288A JP2722580B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32100288A JP2722580B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02168855A JPH02168855A (ja) | 1990-06-28 |
| JP2722580B2 true JP2722580B2 (ja) | 1998-03-04 |
Family
ID=18127691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32100288A Expired - Fee Related JP2722580B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2722580B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3652351B2 (ja) | 2002-12-20 | 2005-05-25 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2013225807A (ja) * | 2012-04-23 | 2013-10-31 | Sharp Corp | 信号伝達回路、電源ユニット及び照明装置 |
| JP6382825B2 (ja) * | 2012-10-17 | 2018-08-29 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | デューティサイクル不均衡補償を備えた線対用のデジタル通信受信器インターフェース回路 |
-
1988
- 1988-12-19 JP JP32100288A patent/JP2722580B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02168855A (ja) | 1990-06-28 |
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