JPH02146887A

JPH02146887A - 衛星放送受信装置

Info

Publication number: JPH02146887A
Application number: JP1092306A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiko Nezu; 根津　康彦
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1988-04-28
Filing date: 1989-04-11
Publication date: 1990-06-06
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: JPH0817490B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）　産業上の利用分野本願は、衛星放送受信技術に関し、例えばＢＳチューナ
と呼ばれる屋内用受信機のＡＦＣ動作に関する。特に、
ＭＵＳＥ方式で伝送される高品位テレビジョン放送をも
受信出来るＢＳチューナ技術に関する。

（ロ）　従来の技術現在実施されている衛星放送は、ＮＴＳＣ規格の映像信
号をＦＭ変調して、１２ＧＨｚ帯のＦＭ映像信号として
送信している。

受信側では、この１２ＧＨｚ帯のＦＭ映像信号を、Ｉ　
ＧＨｚ帯の第１中間周波数信号に変換した後に、さらに
１３４．２６ＭＨｚ、　４０２．７８ＭＨｚを含む周波
数帯の第２中間周波数信号に順次ダウンコンバートした
後に、ＦＭ復調して、映像信号を出力する。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振周
波数は、ＡＦＣ回路〈自動周波数制御回路）で良好に制
御される。

ＡＦＣ動作は、複数の回路がＡＦＣループを形成するこ
とにより行なわれる。

通常のＡＦＣは、ＦＭ復調回路より出力された映像信号
の同期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信
号の周波数に対応することを利用し、この直流信号のレ
ベルを検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波
数をフィードバック制御していた（特開昭５７−１３５
５８２号参照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠点
がある。

このため、第２中間周波数信号〈以下、第２ＩＦ信号と
称す〉の、周波数をカウントして、このカウントデータ
で局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考え
られている。

この例を第７図及び第８図を参照しつつ簡単に説明する
。

第７図に於いて、　（１０）はＢＳアンテナである。

（１１）はアンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ
又は平面アンテナである。　（１２）は第１コンバータ
である。第１コンバータ（１２）は受信した１２ＧＨｚ
帯の衛星放送信号（ＦＭ映像イＪ号）と内部の発振回路
（１３）の出力を混合回路（１４）で混合して約Ｉ　Ｇ
Ｈｚ帯のＦＭ映像信号（第１中間周波数信号）（第１Ｉ
Ｆ信号）を出力する。その出力変動は、±１．５ＭＨ２
まで許容されている。尚、この変動は、ＡＦＣ動作によ
り補正される。

〈１６）はＢＳチューナである。　＜１８）は第２ダウ
ンコンバータであり、第１ＩＦ侶号を多チャンネル化に
有利な例えば４０２．７８ＭＨｚの第２１　Ｆ信号に変
換する。　（２０）（２４）は自動利得制御用増幅回路
である。　（２２）は混合回路である。（２６）は可変
発振回路、（２８）は１／２分周を行う前置プリスケー
ラ、（３０）はＰＬＬループ用回路である。このＰＬＬ
ループ用回路（３０）は回路（２６）（２８）と共にＰ
ＬＬループを形成する０選局用マイクロコンピュータ（
マイコン）（３２）は、ＰＬＬループ用回路（３０）内
蔵プログラムデバイダの分周比を切り換えることにより
、受信チャンネルを切り換えると共に、微同調のための
ＡＦＣも行う、尚、一般的なＰＬＬループにツイテは、
特開昭６０−７７５：信号（ＨＯ４Ｂ　１／１６）等に
示され、周知であるので説明は省略する。

（３４）はＦＭ復調ブロックである。　（３６）は第２
ＩＦ用フイルタ、（３８〉はアンプ、〈４０）はＰＬＬ
型ＦＭａ調回路である。（４２）はＡＧＣ１１圧を作成
するＡＧＣ検波回路である。　（４４）はＥＣＬ製１／
２５６分周回路である。

〈４６）は１／２５６分周回路の出力信号を直接カウン
トするカウンタ回路である。このカウンタ回路（４６）
はリセットとカウント動作期間をマイコン（３２）によ
り制御きれ、カウントデータをこのマイコン（３２）に
出力している。

（４８＞ハ音声ＤＰＳＫ信号復調回Ｈ−ｃ’あル、　（
５０）はＰＣＭデコーダである。このＰＣＭデコーダは
例えば（ロ）東芝製のＴＭ４２１８Ｎであり、ＮＴＳＣ
放送の音声ＰＣＭ信号受信時に信号（ＮＳＹＮＣ）を出
力する端子（５０ａ）を備えている。　（５２）はデジ
タルアナログ変換を行うと共にローパスフィルタより成
る音声出力回路である。　（５４）はデジタル機器の出
力用エンコーダである。〈５６）はバッファアンプであ
る。　（５８）はローパスフィルタ・デイエンファシス
回路、（６０）は三角波を除去するディスバーサル回路
、（６２）は出力アンプである。　（６４）は出力処理
ブロックである。（６６）は出力端子群である。　（６
６ａ）（６６ｂ）は音声出力用端子、（６６ｃ）（６６
ｄ）はＤＡＴ用光ケーブルコネクタ仕用出力端子、（６
６ｅ）はピットストリーム用出力端子、（６６ｆ）は有
料放送デコーダ用出力端子、（６６ｇ）は映像出力端子
である。

（６８）は同期分離回路であり、垂直同期１８号（Ｖｏ
）を抜出して、マイコン（３２）に出力する。

上記動作を説明する。

このＢＳチューナ（１６〉は、所定期間、カウンタ回路
（４６）を動作せしめ、このカウントデータをマイコン
（３２）に入力する。マイコン（３２）は、このデータ
と、基準データとを比較することにより、第２１Ｆ信号
の周波数のずれを知る。そして、マイコン（３２）は、
このずれを補正するべく　ＰＬＬ用回路（３０）のプロ
グラムデバイダの分局比を可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン〈３２
）が垂直同期信号（Ｖｏ）より決定する。この所定期間
（ｇａｔｅ）を第８図に示す。

第８図の（ａ）はＰＬＬ型ＦＭｉ調回路（４０）の出力
、（ｂ）は同期分離回路（６８）の出力、（ｃ）はマイ
コン（３２）より出力されるカウンタ回路（４６）のリ
セット信号＜（１）、（ｄ）はマイコン（３２）より出
力されるカウンタ回路（４６）のカウンタ動作期間指定
信号（ｇａｔｅ）である。

動作を第７図を参照しつつ説明する。

同期分離回路（６８）から垂直同期信号（Ｖｏｌが、マ
イコン（３２）に入力されると、マイコン（３２）はリ
セット信号（Ｃｆｆｉ）を出力する。そして、垂直同期
帰線期間（１０２４，１１秒間）（Ａ）ゲート信号を出
力してカウンタ回路（４６）のカウント動作を許容する
。そして、期間（Ｂ）の間このゲート信号（ｇａｔｅ）
の出力を休止した後に再び１０２４μ秒の間（Ｃ）ゲー
ト信号（ｇａｔｅ）を出力する。そして、マイコン（３
２）はこの後の期間（Ｄ）にカウンタ回路（４６）のカ
ウントデータを読み取る。そして、エネルギー拡散信号
である三角波の影響を除去するために、マイコン（３２
）は、２フレ一ム期間の４つのカウント結果を加算し４
で割った値と、ＮＴＳＣ放送受放送受信率データ値とを
比較して、第２１Ｆ信号の周波数の「ずれｊを検出して
、ＰＬＬ用回路（３０）の分周比を可変して、ＡＦＣ動
作を行う。

尚、カウンタ回路（４６）を映像期間中に動作きせるの
は、ＮＴＳＣ放送の場合、主搬送波周波数制御方式とし
て送信用の平均値ＡＦＣを採用しているためである。又
、第８図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィールド
ごとに６ｍ秒、４ｍ秒、６ｍ秒、８ｍ秒と可変して、画
面の各部の周波数の値を検出して、明るさのパテツキに
よる変動を幼止している。

このように、マイコン（３２）は、２フレ一ム期間ごと
に、ＰＬＬ用回路（３０）を制御して平均値ＡＦＣを行
う、尚、１フイールドごとにＰＬＬ用回路（３０）を制
御する場合は、過去４回のカウント結果を平均するよう
にして、これを基準データと比較して、ＡＦＣ動作を行
なっても良い。

又、上記例では、４フイールド（２フレーム）期間の４
つのカウント結果を平均化したが、これは、４．６．８
フレ一ム期間でも良い。

尚、このＢＳチューナでＭＵＳＥ信号（ＮＨＫが開発し
た高品位ＴＶ信号を帯域圧縮技術により変換された信号
）をＦＭ変調した衛星放送をも受信する場合は、ＭＵＳ
Ｅ信号用の拡散信号の周期に合わせて何フィールドのカ
ウント値を平均するかをＮＴＳＣ方式の場合と切り換え
る。又、カウンタ回路〈４６）を動作せしめる期間も、
当然ＭＵＳＥ受信の場合は、ＭＵＳＥ信号のクランプ・
レベル期間に切り換える。尚、ＭＵＳＥ信号については
、日経マグロウヒル社発行の雑誌「日経エレクトロニク
ス　１９８７年１１月２日号Ｎｕ　４３３　、のＰ１８
９−　Ｐ２１２に日本放送協会二宮佑−著１衛星を使う
ハイビジョン放送の伝送方式Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅ　」として
示されており、周知の技術である。

（ハ）　発明が解決しようとする課題しかし乍ら、ＭＵＳＥ信号のクランプ・レベル期間は、
ＮＴＳＣ放送の帰線期間（１０２４μ秒）に比べ非常に
短か＜（２３μ秒）、キらにカウンタ回路を動作せしめ
る期間はさらに短＜（１５〜１７μ秒）なり、この期間
のカウントでＡＦＣ動作を精度く行なうことは無理であ
る。

つまり、ＭＵＳＥ放送受信時には、カウンタ回路の１カ
ウント当たりの第２１Ｆ信号の変移「ずれ」の検出精度
は約１７ＭＨｚとなり、とても、ＡＦＣ動作を行なえる
ものではない。

依って、１／２５６分周器（４４）を使用せず第２１Ｆ
店号を直接カウンタ回路（４６）でカウントすれば良い
、しかし、４０２．７８ＭＨｚの第２ＩＦ信号をカウン
トする高速カウンタ回路はＥＣＬでも作成することは困
難である。つまり、ＥＣＬでも、第１図の如く、単純に
分周する分周回路（４４）　Ｌか実現困難である。

これは、第２ＩＦ信号をＥＣＬの分周回路で１７２〜１
／４にした信号でもカウントは実現困難である、又、こ
れ以上分周すると１カウント当たりの検出精度が粗くな
りすぎて実用上問題が生じる。

これは、第２１Ｆ信号の周波数の変動分も同時に分周さ
れるからである。尚、１／２の時に、もしカウントでき
ても、その時の１カウント当たりの検出精度は約１３０
にＨｚ、　１／４の時は約２６０にＨｚである。

そこで、ＭＵＳＥ受信時は通常のキードＡＦＣを行うこ
とが考えられる。第９図に、この例を示す、　（７０）
はＭＵＳＥデコーダである。このデコーダ（７０）は高
品位テレビ信号を出力すると共に、ＭＵＳＥ信号入力時
にのみクランプレベル信号期間を示す信号（キードＡＦ
Ｃパルス信号）（Ｐ）を出力する。

（７２）はＭＵＳＥ信号用バｙ　７７、（７２ａ）は出
力端子、（７４）はキードＡＦＣパルス信号入力端子（
ハイビジョン放送対応端子）、（７６）はクランプレベ
ル信号をサンプリングするサンプルホールド回路、＜７
８）はサンプルホールド回路（７６）の値をデジタル値
に変換するＡ／Ｄ変換器である。マイコン（３２）は、
ＭＵＳＥ受信時には、このＡ／Ｄ変換器（７８）からの
値と、ＭＵＳＥ受信時用基準データとを比較して１ずれ
」を検出し、ＰＬＬ用回路（３０）を制御してＡＦＣ動
作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号を
サンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、Ｂ
Ｓチューナの高精度高応答性を実現するこ２は無理であ
った。

（ニ）　　課題を解決するための手段本発明は、第２ＩＦ信号と、ダウンコンバート用高安定
発振回路（８４）（８５）からの発振信号とを混合して
周波数変換し、この周波数変換された信号（仮に第３１
Ｆと称す）をカウントすることにより、第２１Ｆ信号の
「ずれ、を検出する。

（ホ）作用この第３ＩＦ信号は、低周波なので例えばゲートアレイ
で作成したカウンタ回路（４６）でも充分カウントでき
る。尚、その１カウントの精度は、第２１Ｆ信号を直接
カウントした場合に比べて、ダウンコンバート用高安定
発振回路（８４）の変動分だけ劣化するが、その劣化は
わずかに抑えられる。

（へ）　実施例第１ｒ！？Ｊ第２囚を参照しつつ本発明の一実施例を説
明する。

第１図に於いて、（８０）はＡＦＣ用ダウンフンバータ
回路であり、４０２．７８ＭＨｚの第２ＩＦ信号を２４
、７８ＭＨｚの第３ＩＦ信号に変換する。　（８２）は
アンプ、（８４）は３７８ＭＨｚで発振する高安定発振
回路、（８６）は混合回路、（８８）は２４．７８ＭＨ
ｚ信号のバンドパス用アンプである。　（９０月ｔ　１
／１６分周回路である。

（ＳＷＩ）は切り換えスイッチである。このスイッチ（
ＳＷ　１　）はＮＴＳＣ放送受信時には、Ｎ側に接続さ
れる。

（９２）は受信モード判別回路であり、同期信号とキー
ドＡＦＣパルス信号によりｒＮＴｓｃ放送受信時か４、
’ＭＵＳＥ放送受信時か」、「それ以外かｊを判別して
マイコン（３２）に出力すると共に、スイッチ（ＳＷｌ
）をＭＵＳＥ受信時にＭ側に切り換え、ＮＴＳＣ受信時
にＮ側に切り換える。

（９４）はＮＴＳＣ受信時用カウンタ制御パルス作成回
路であり、同期信号を入力して従来と同様に第７図のゲ
ート信号（ｇａｔｅ）、クリア信号＜ｃ　ｅ　＞、垂直
同期信号（Ｖ　ｏ）を出力する。

（９６）はＭＵＳＥ受信時用カウンタ制御パルス作成回
路であり、キードＡＦＣパルス（Ｐ）を入力して、第２
ゲート信号（ｇａｔｅ２）、第２クリア（（１２）、カ
ウンタデータ読み取り制御信号（Ｖｏ２）を作成する。

そして、選択出力回路（９８）は、受信モードに応じて
、この２つのパルス作成回路（９４）（９６）からの信
号を、選択してカウンタ回路（４６）とマイコン（３２
）に出力する。

（１００）はＡＦＣ禁止回路であり、ＭＵＳＥ受信時で
且つＡＧＣ電圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（ＳＷ
２）を開いて、読み取り制御信号（Ｖｏ２）の入力を遮
断してＡＦＣ動作を禁止する。これは、弱電界受信時に
は、ＡＦＣ動作の信頼性が低下するからである。尚、Ｎ
ＴＳＣ放送受信時には、少々第２１Ｆ信号が欠落しても
、サンプル時間が長いので、ＡＦＣは大きくは誤動作し
ない。

上記動作を第１図第２図第８図を参照しつつ説明する。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネル
を受信するための標準分周比データをマイコン（３２）
がＰＬＬ用回路（３０）に出力する。そして、この分周
比データでしばらくの間受信を行う。

そして、この後、受信判別回路（９２）が同期信号によ
りＮＴＳＣ受信モードであると判別すると、選択出力回
路（９８）はカウンタ回路（４６）にクリア信号＜ｃ　
ｌ　）［第８図のＣ］とゲート信号（ｇａｔｅ）［第８
図ｄ］を出力し、マイコン（３２）に垂直同期信号（Ｖ
ｏ）を出力する。又、ＮＴＳＣ受信モードであることは
マイコン（３２）にも知らされマイコンはＮＴＳＣ用Ａ
ＦＣ動作を開始する。そして、スイッチ（ＳＷＩ）はＮ
側に接続される。

つまりカウンタ回路（４６〉は、従来の第７図と同様に
動作し、マイコン（３２）は、カウンタ回路（４６）の
カウント終了後にカウントデータを読み込んで、４フイ
一ルド間の平均化を行ないＮＴＳＣ受侶時用基準データ
と比較する。そして、第２ＩＦ信号の１ずれ」を検出し
、従来と同様にＰＬＬ用回路（３０）の分周比を可変し
てＡＦＣ動作を行う。

又、選局後、端子（７２ａ）より出力された信号が図示
省略したＭＵＳＥデコーダに入力され、このＭＵＳＥデ
コーダがＭＵＳＥ信号であると判断すると、このＢＳチ
ューナ（１６）の端子（７４）よりキードＡＦＣパルス
信号（Ｐ）が入力きれる。そして、受信判別回路（９２
）は、このキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）によりＭＵＳ
Ｅ受信モードであると判別する。スイッチ（ＳＷＩ）は
Ｍ側に接続され、マイコン（３２）はＭＵＳＥｐｆＩＡ
ＦＣ動作を開始する。

選択出力回路〈９８）はＭＵＳＥ用カウンター制御パル
ス作成回路（９６）で作成した第２ゲート信号（ｇａｔ
ｅ２）第２クリア信号（１！２）制御信号（Ｖｏ２）を
出力する。

この信号を第２図に示す、第２図（ａ）はＭＵＳＥ信号
に重畳される三角波を示している。（ｂ）はＭＵＳＥデ
コーダより出力されるキードＡＦＣパルス信号を示して
いる。（Ｃ）は第２クリア侶号＜Ｃ１２＞、（ｄ）は第
２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を示している。（ｅ）は制
御信号（”１０２）を示している。

この第２図からも分る様にクランプ・レベル信号期間で
ある。キードＡＦＣパルス信号出力期間は、三角波の丁
度中央電位である。依って、ＭＵＳＥ信号受信時は、三
角波の影響により、カウンタ回路（４６）のカウントデ
ータ値がフィールドごとに変動することはない、従って
、１回のカウントデータでも論理上は、三角波の影響な
しにＡＦＣ動作を行なえる。しかし、実際には、この三
角波とＭＵＳＥ信号の重畳時のズレ、キードＡＦＣパル
ス信号の検出遅れ等により、やはり、最低でも１周期（
１フレーム）の間にサンプルした２つのデータを平均化
しなくてはならない。

尚、本実施例では、信頼性を高めるために２フレ一ム期
間の４つのデータの平均と、ＭＵＳＥ受信時用基準デー
タとを比較してＡＦＣ動作を行っている。さらに、この
４つのデータの内、あまりにも大きく他のデータと、か
け離れたカウントデータをマイコン（３２）は除外して
平均化を行う安全策を採用している。又、あまりにも大
きく、基準データからかけ離れたカウントデータを除外
して、過去４回のカウントデータを平均化しても良い。

第３図に本発明の第２実施例を示す、この第３図は第７
図の従来例と同様にマイコン（３２）でＮＴＳＣ受信時
のクリア信号（ＣＮ）とゲート信号（ｇａｔｅ）を作成
するタイプである。又、ＮＴＳ（４信時のカウンタ回路
（４６）へのカウンタ回路も第２！Ｆ信号の１／２５６
分周信号である。

このマイコン（３２）は、同期分離回路（６８）から垂
直同期信号（Ｖｏ）が入力されるとＮＴＳＣ放送受信時
であると判別してＮＴＳＣ用のＡＦＣ動作を行う、又、
キードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるとＭＵＳＥ
放送受信時であると判別して、ＭＵＳＥ用のＡＦＣ動作
を行う、そし工、両信号とも入力されない時は、ＡＦＣ
動作を停止する。

つまり、ＰＬＬ用回路（３０）の分周比の変更を行なわ
ず、分周比は前値ホールドされる。

（９３）はＭＵＳＥ放送受信時判別回路であり、ＭＵＳ
Ｅ放送時にスイッチ（ＳＷ３）を開放して、誤って垂直
同期信号（Ｖｏ）が入力されるのを防止する。又、この
判別回路〈９３）は、常時、Ｎ側に接続されているスイ
ッチ（ＳＷ６）（ＳＷ７）（ＳＷＩ）を、ＭＵＳＥ放送
時にＭ側に切り換える。

＜５Ｗ４）は常閉スイッチ、（ＳＷ５）は常開スイッチ
、（１０２）はゲートパルス作成回路である。

このゲートパルス作成回路（１０２）は、第４図（ｂ）
のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるつどに第
４図（ｃ）の約１７６０秒遅延した遅延パルス信号（Ｇ
）を出力する。そして、第４図（ｃ）の期間に）、常閉
スイッチ（ＳＷ４）は開放きれる。又、第４図（ｃ）の
期間（Ｇ）常開スイッチ（ＳＷ５）は閉じられる。つま
り、このスイッチ（ＳＷ４）（ＳＷ５）からは、６０Ｈ
ｚの間隔で入力きれる正規のキードＡＦＣパルス信号（
Ｐ）が通過し、ノイズ性パルスは除去きれる。

（９７）は第２クリア信号（ＣＮ２）、第２ゲート信号
（ｇａｔｅ２）を作成するＭＵＳＥ用カウンタ制御信号
作成回路である。カウンタ回路（４６）のカウンタ動作
期間は、精度良く設定しないとＡＦＣ動作の誤動作のＩ
ｇ、因となるので、本実施例ではｌＯＭＨｚの発振回路
（１０４＞の出力で第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）期間
を設定する。

（１０４）はｌＯＭＨｚの発振回路であり、第５図（ｂ
）のクロック、信号を出力する。　（１０６）はキーパ
ルス同期回路である。このキーパルス同期回路（１０６
）は、第５図（ａ）のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が
入力きれた後にクロック信号が入力されたタイミングで
第５図（ｃ）の第２クリア信号（Ｃｆｆｉ２）を出力す
る。（１０８）は、この第２クリア信号（Ｃｅ２）によ
りクリアされるカウンタである。　（１１０）はゲート
信号作成回路であり、第２クリア信号ＣＣｌ２＞により
、セットされて第５図（ｄ）の第２ゲー（・信号（ｇａ
ｔｅ　２　）を立ち上げる。ゲート信号作成回路（１１
０）はカウンタ（１０８）の動作を許容する第５図（ｅ
）の信号（Ｋ）を出力する。

依って、カウンタ（１０ｇ）はクロック信号のカウント
を開始する。カウンタ（１０８）はクロック信号を１６
０個カウントすると第５図（ｆ’）のリセット信号（Ｒ
）を出力する。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート
信号作成回路（１１０）は第２ゲート信号（ｇａｔｅ２
）を立ち下げる。又、ゲート信号作成回路（１１０）は
信号＜Ｋ）をローレベルとしてカウンタ（１０８）の動
作を禁止する。

（８５）は第３ｉＦ信号作成用の高安定発振回路である
。　（１１２）は３７８Ｍ）Ｉｚの発振回路、（１１４
）は４　ＭＨｚの水晶（精度１０−’）を備えＥＣＬプ
リスケーラを内蔵したＰＬＬ用回路であり、この分周比
は固定である。この様に、本実施例では、ＰＬＬループ
を形成して発振回路（１１２＞を制御して、その発振周
波数変動を±３７．８ＫＨｚ以内に抑さえこんだ。

尚、このＢＳチューナでも、ＭＵＳＥ放送の弱電界受信
対策を行なっても良い０例えば、第１実施例と同様にＡ
ＧＣ信号により、弱電界受信時を検出し、てＡＦＣ動作
を停止しても良い、又、弱電界になるほど、平均化する
ための期間を、（例えば８フレ一ム期間になるように〉
長く設定変更しても良い。

又、ＡＧ（４圧レベルを表示することにより、放送の有
無を使用者に知らせる様にしても良い。

又、＄−ドＡＦｃパルス信号の入力期間にランプを点灯
してＭＵＳＥ放送受信モードであることを知らしても良
い、又、同期信号又は、第６図のＰＣＭデコーダ（５０
）の端子（５０ａ）出力を利用して、ランプを点灯して
Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃ放送受信時であることを知らせる様にし
ても良い。

又、ＭＵＳＥデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、カウンタ回路（４６）は１個であるが、これはＭＵ
ＳＥ用ＮＴＳＣ用に別々に設けても良い。

又、ＵＨＦ、ＶＨＦ、ＣＡＴＶ受信用（７）ＴＶチュー
ナも内蔵する様にしても良い、尚、この時、発振回路（
８４）（１１２）の発振周波数はＴＶのチャンネル伝送
帯域に重ならないように、チャンネルとチャンネルの間
の周波数に設定する。

第６図に本発明の第３実施例を示す、尚、第３図と同一
部分には同一符号を付して重複説明を省略する。第６図
に於いて、　（１３０）はゲートアレイＩＣである。つ
まり、本実施例では、本発明を実施するための回路をＩ
Ｃ化している。そして、このゲートアレイ（１３０）は
、第３ｆＦの有無を検出して、第３ＩＦが無い時にＡＦ
Ｃ動作を停止せしめる（前値ホールドする）ものである
。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンフンバ
ータ（８０）が故障した時には、ＡＦＣが誤動作するた
め、このＡＦＣ動作を停止せしめる安全策を、このゲー
トアレイＩＣ（１３０）が採用している。

第６図に於いて、（９３’）はＭＵＳＥ放送受信時判別
回路であり、ＭＵＳＥ受信時受信側ことを選局用マイコ
ン（３２’）に知らせる。又、この判別回路（９３’）
はスイッチ（ＳＷ３’）を切り換える。つまり、通常Ｎ
側に接続されたスイッチ（ＳＷ３’）をＭＵＳＥ受信時
受信側に切り換えて、カウンタ制御信号作成回路（９７
）で整形したキーＦ：ＡＦＣパルス（疑似第２ゲート信
号）（ｇａｔｅ２　’）を選局用マイコン（３２’）に
入力する。

選局用マイコン（３２’ｌは、判別回路（９３’）から
の信号により、ＮＴＳＣ受信時か、ＭＵＳＥ受信時受信
側識して、そのモード用のプログラムを実行する。そし
て、スイッチ（ＳＷ３’）からの垂直同期信号又は疑似
第２ゲート信号（ｇａｔｅ２　’）の立ち下がりにより
タイミングを設定されてカウンタ回路（４６）のデータ
を取り込む。

（１２０）は本実施例の特徴を示ずＤフリップフロップ
である。このＤフリップフロップ（１２０）のクロック
端子（ＣＫ）には第３ＩＦが供給される。

つまり、このＤフリップフロップ（１２０）は、第３図
の第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を第３ＩＦ信号の周期
で遅延した疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２　’）を出
力する。もし、第３ＩＦ信号が無くなると、このＤフリ
ップフロップ（１２０）は第３１Ｆ信号が無くなる前の
値く通常は０）を保持する。このため、選局マイコン＜
３２’）には、疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２　’）
は与えられず、選局マイコン（３２’）はデータの取り
込みを行なわず、ＡＦＣ動作は実質的に停止する。

つまり、第６図では、第３図と同様にして作成した第２
ゲート信号（ｇａｔｅ２）をＤフリップフロップ（１２
０）のＤ端子に入力する。第３ＩＦ信号は、Ｄフリップ
フロップ（１２０）のクロック端子（ＣＫ）に入力され
る第３１Ｆ信号がなくなると、Ｄフッツブフロップ（１
２０）の出力端子（Ｑ）からは、通常出力（疑似第２ゲ
ート信号、ｇａｔｅ２’ｌは無くなる。そして、この疑
似第２ゲート・信号（ｇａｔｅ　２　’）の立ち下がり
は、選局マイコン（３２’）でデータの読み込みタイミ
ング用のパルスとして使用されているので、選局マイコ
ン（３２’）はデータの読み込みを停止する。

この為、第３１Ｆ信号が無くなった時点でのＡＦＣ動作
によるＰＬＬ用回路（３０）の値が保持される。

上記の如く、第６１５０の実施例では、第３１Ｆ信号が
無くなると疑似第２ゲート（ｇａｔｅ２　’ｌの選局マ
イコン（３２’）への供給を停止して、ＡＦＣ動作を停
止せしめている。

尚、上記実施例では、ゲート信号作成回路（１１０）と
スイッチ（ＳＷ７）との間にＤフリップフロップ（１２
０）を設けたが、これはスイッチ（ＳＷ７）とスイッチ
（ＳＷ３’）との間に設けても良い。

又、第３実適例では、Ｄフリップフロップ（１２０）　
１個で第３１Ｆｉ号欠落時の誤動作を助出したが、これ
は別に、第３１Ｆ信号の欠落状態検出回路と、この検出
回路の出力で選局マイコン（３２’）のＭＵＳＥ受信時
受信側Ｃ動作を停止せしめる停止回路とを、別々に設け
て実施しても良い、尚、この様にすれば、信頼性は向上
する。

又、第１図の回路にも当然適用出来、ＮＴＳＣ受信時に
もＮＴＳＣのＡＦＣ動作を停止（前値ホールド）しても
良い。

第１０図は本発明の第４実施例を示す図であり、ＢＳチ
ューナ（１６）にＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンフンバータ
（１４Ｇ）を組み込んだ例である。このダウンフンバー
タ（１４０）は、例えば、三洋電機■製ＬＣ７４９０等
より構成される。

第１０図に於いて、（１４０）はＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダ
ウンコンバータ、（１４１）はＭＵＳＥ信号受信号受信
用するＭＵＳＥ判別回路である。　（１４２＞はＮＴＳ
ＣＭ号にダウンコンバートされたＭＵＳＥ映像を出力す
る端子、（１４３）（１４４）はＭＵＳＥ用のステレオ
音声（ＳＬ＞（ＳＲ）を出力する端子、（１４５）はＭ
ＵＳＥ受信検出信号（ＤＥＴ）出力用の端子である。（
ＳＷ８）（ＳＷ９）（ＳＷＩＯ）はＭＵＳＥ受信時にＭ
側に接続されるスイッチである。　（１５１）は通常の
ＮＴＳＣのテレビジョン受像機である。（１５０）はハ
イビジョン用の受信機である。

第１θ図に示されるＢＳチューナ（１６）はＭＵＳＥ−
ＮＴＳＣダウンコンバータ（１４０）を内蔵している。

ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータ（１４０＞は、Ｆ
Ｍ復調ブロック（３４）から与えられるＭＵＳＥ信号を
ＮＴＳＣ信号に変換する。ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバータ（１４０）の出力端子（１４２）からは、ＮＴ
ＳＣ信号に変換された映像信号（Ｖ）が出力される。Ｍ
ＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンバータ（１４０）の出力端
子（１４３）および（１４４）からは、ＮＴＳＣ信号に
変換された音声信号（ＳＬ）および（ＳＲ）がそれぞれ
出力きれる。

また、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンフンバータ（１４０）
は、ＭＵＳＥ判別回路（１４１）を含む、ＭＵＳＥ判別
回路（１４１＞は、ＭＵＳＥ信号が受信されていること
を判別し、ＭＵＳＥ受信検出信号（ＤＥＴ）を出力する
。ＭＵＳＥ放送の受信時には、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウ
ンコンバータ（１４０）の出力端子（１４６＞からキー
ドＡＦＣパルス（Ｐ）が出力され、ゲートアレイ（１３
０）に与えられる。

出力処理ブロック（６４）から出力きれる映像信号（Ｖ
）は、スイッチ（ＳＷ８）の端子（Ｎ）を介して映像信
号出力端子（６６ｇ）に与えられる。出力処理ブロック
（６４）から出力される音声信号（ＳＬ）および（ＳＲ
）は、スイッチ（ＳＷ９）および（ＳＷＩＯ）の端子（
Ｎ）を介してそれぞれ音声用出力端子（６６ａ）および
（６６ｂ）に与えられる。ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコ
ンバータ（１４０）の出力端子（１４２）から出力され
る映像信号（Ｖ）はスイッチ（ＳＷ８）の端子（Ｍ）に
与えられる。ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣダウンコンハ壬一タ（１４０）の出力単数（１４３）および（１４４）
から出力される音声信号（ＳＬ）および（ＳＲ）は、ス
イッチ（ＳＷ９）および（ＳＷＩＯ）の端子（Ｍ）にそ
れぞれ与えられる。

ＭＵＳＥ放送の受信時には、ＭＵＳＥ判別回路（１４１
）からのＭＵＳＥ受信検出侶号（ＤＥＴ＞により、スイ
ッチ（ＳＷ８）、（ＳＷ９）、（ＳＷＩＯ）が、端子（
Ｍ）側に切換えられる。ＢＳチューナ（１６）のその他
の部分の構成は、第６図に示きれるＢＳチューナ（１６
）の構成と同様である。

ＢＳチューナ（１６）の端子（７２ａ）にはＭＵＳＥデ
コーダ〈７０）が接続される。ＭＵＳＥデコーダ＜７０
）から出力される高品位テレビジョン信号は、高品位テ
レビジョン信号用のデイスプレィ（１５０）に与えられ
る。ＢＳチューナ（１６）の端子（６６ｇ＞（６６ａ）
（６６ｂ）から出力される映像信号および音声信号はＮ
ＴＳＣ信号用のデイスプレィ（１５１）に与えられる。

上記の第１〜第４の実施例において、ＡＦＣ用ダウンコ
ンバータ回路（８０）から出力される第３！Ｆ信号の周
波数は、このＢＳチューナに内蔵された、又は近接配置
きれる通常のＶＨＦ、ＵＨＦ、ＣＡＴＶチューナに悪影
響を与えないように、たとえば、第１１ｔ！ｌに示すよ
うに設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用ＴＶ
においては、音声中間周波数信号ＳＩＦの周波数は５４
．２５ＭＨｚ、映像中間周波数信号ＶＩＦの周波数は５
８．７５Ｍ）ｌｚに設定されている。ＢＳチューナのＡ
ＦＣ用ダウンコンバータ回路（８０）から出力される第
３１Ｆ信号（Ｉ　Ｆ）の周波数が２４．７８ＭＨｚに設
定されると、その第３ＩＦ信号の第２高調波（ＩＦ２）
の周波数は４９．５６ＭＨｚとなる。このように、第３
ＩＦ信号の第２高調波の周波数が音声中間周波数信号の
周波数および映像中間周波数信号の周波数と重ならない
ように、第３１Ｆ信号の周波数が設定される。また、第
３１Ｆ信号の第３高調波（ＩＦ３）の周波数が音声中間
周波数信号（ＳＩＦ）および映像中間周波数信号（ＶＩ
Ｐ）の周波数と重ならないように、第３１Ｆ信号の周波
数が設定される。

また、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路（８０）に含まれ
る発振回路（８４）、（１１２）の発振周波数は、第１
２図に示すように、日本のテレビジョン放送においては
、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との間に、空き領域が存在（ＳＲ
）、ｕたがって、発振回路（８４）、（１１２）から出
力きれる発振信号（Ｏ８Ｃ）の周波数が２２２ＭＨｚ〜
４７０Ｍ　Ｈｚの間に設定される。この場合において、
発振信号（Ｏ５Ｃ）の第２高調波成分（Ｏ５Ｃ２）がい
ずれかのチャンネルにおける映像キャリア（ｆ’ｐ＞お
よび音声キャリア（ｆ’ｓ）の周波数と重ならないよう
に、発振信号（Ｏ８Ｃ）の周波数が設定される。たとえ
ば、発振信号（Ｏ８Ｃ）の周波数が３７８ＭＨｚに設定
されると、第２高調波成分（ＯＳ　Ｃ２）の周波数は６
０チヤンネルの映像キャリア（ｆ’　ｐ）の周波数と音
声キャリア（ｆｓ）の周波数とのちょうど中間になる。

もし、第１３図に示すように、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との
間の空き領域にチャンネルが割当てられると、発振回路
（８４）、（１１２）から出力きれる発振信号の周波数
は、それらのチャンネルにおける映像キャリア（ｆ’　
ｐ）の周波数および音声キャリア（ｆｓ）の周波数と重
ならないように設定される。第１３図においては、発振
信号の周波数が、音声キャリア（ｆｓ）（７）周波数３
７７、７５ＭＨｚト映像キャリア＜　ｒ　ｐ）（７）周
波数３７９．２５ＭＨｚとの間の３７８ＭＨｚに設定さ
れている。又、この３７８ＭＨｚは、ちょうどチャンネ
ルとチャンネルの間の境の周波数である。

以上のように、上記実施例によれば、第２ＩＦ信号が周
波数混合方式により第３１Ｆ信号に変換される。そのた
め、第２ＩＦ信号の変動分は分周されない、したがって
、第２１Ｆ信号の周波数変動が精度良く検出されること
ができ、高精度のＡＦＣ動作が可能となる。

（ト）　発明の効果上記の如く、本発明に依れば、第２１Ｆ信号の周波数変
動を、この第２１Ｆ信号を直接カウントしなくても、短
かい時間で精度良く検出出来、高精度のＡＦＣ動作が可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第ｉｌｌ！８！ｌは本発明の第１実施例を示す図、第２
図はその波形図である。第３図は本発明の第２実施例を示す図、第４図第５図は
その波形図である。第６図は本発明の第３実施例を示す図である。第７図は従来例を示す図である。第８図はその波形図で
ある。第９図はＭＵＳＥ受信対応ＢＳデューナを示す図である
。第１θ図は本発明の第４実施例を示す図である。第１１図、第１２図、第１３図は各部の周波数を示す図
である。（２６）・・・可変発振回路、（３２’ｌ　（３２）・・・マイフン、（４６）・・・
カウンタ回路、（８０）・・・ダウンコンバータ、（１８）・・・２ｎｄフンバータ、（３４）・・・ＦＭ復調ブロック。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１中間周波数に変換されているＦＭ映像信号と
可変発振回路からの発振信号とを混合することによりこ
のＦＭ映像信号を第２中間周波数に変換し、この第２中
間周波数の前記ＦＭ映像信号を復調して復調映像信号を
出力すると共に、前記第２中間周波数の値を検出して、
前記可変発振回路の前記発振信号の周波数を微調整する
衛星放送受信方法に於いて、前記第２中間周波数のＦＭ映像信号を周波数混合方式を
用いて、低い第３中間周波数の信号に変換し、この第３
中間周波数の信号を直接又は分周してカウントすること
により、前記第２中間周波数の値を検出することを特徴
とする衛星放送受信方法。
（２）拡散信号のｎ周期（ｎは自然数）の期間、前記第
２中間周波数の検出値を平均化した値で前記発振信号の
微調整を行なうことにより、前記拡散信号の影響を除去
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の衛星
放送受信方法。
（３）前記第２中間周波数の検出期間を、受信した映像
信号形式に合わせて切り換えることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の衛星放送受信方法。
（４）前記第３中間周波数信号の有無を検出して、この
第３中間周波数信号が無い時に前記微調整を停止せしめ
る特許請求の範囲第１項記載の衛星放送受信方法。
（５）前記第３中間周波数の信号および前記第３中間周
波数の信号の高調波の周波数は、地上放送用チューナの
映像中間周波数信号および音声中間周波数信号の周波数
に重ならないように、前記第３中間周波数の信号の周波
数が設定される特許請求の範囲第１項記載の衛星放送受
信方法。
（６）前記周波数混合のために発振手段より発生される
発振信号の周波数は受信可能な地上放送信号に含まれる
映像キャリア信号および音声キャリア信号と重ならない
ように設定される特許請求の範囲第１項記載の衛星放送
受信方法。
（７）第１中間周波数に変換されたＦＭ信号を復調する
衛星放送受信装置であって、第１の周波数の第１の発振信号を発生する第１の発振手
段（２６）と、前記第１中間周波数の前記ＦＭ信号を前記第１の周波数
の前記第１の発振信号と混合することにより前記第１中
間周波数の前記ＦＭ信号を第２中間周波数のＦＭ信号に
変換する第１の変換手段（１８）と、前記第２中間周波数の前記ＦＭ信号を周波数混合方式に
より前記第２中間周波数よりも低い第３中間周波数の信
号に変換する第２の変換手段（８０）と、前記第３中間周波数の信号を直接または分周した後カウ
ントするカウント手段（４６）と、前記カウント手段（
４６）の出力に基づいて、前記第１の発振手段（２６）
から発生されるべき前記第１の発振信号の周波数を調整
する調整手段（３０）とを備えることを特徴とする衛星
放送受信装置。
（８）前記ＦＭ信号は、周期的な一定レベルの第１の期
間を含む第１のＦＭ信号と周期的な一定レベルの第２の
期間を含む第２のＦＭ信号であり、前記第１の期間は前
記第２の期間よりも短いことを特徴とする特許請求の範
囲第７項記載の衛星放送受信装置。
（９）前記第３中間周波数の信号を分周する分周手段（
９０）と、前記第１のＦＭ信号の受信時には、前記第１の期間に応
答して前記カウント手段（４６）の動作期間を規定し、
前記第２のＦＭ信号の受信時には、前記第２の期間に応
答して前記カウント手段（４６）の動作期間を規定する
カウント制御手段（９４、９６、９８、３２′）とを備
え、前記カウント手段（４６）は、前記第１のＦＭ信号の受
信時には、前記第２の変換手段（８０）からの前記第３
中間周波数の信号をカウントし、前記第２のＦＭ信号の
受信時には、前記分周手段（９０）の出力をカウントす
ることを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の衛星放
送受信装置。
（１０）前記第１のＦＭ信号の受信時には、前記第１の
期間に応答して前記カウント手段（４６）の動作期間を
規定し、前記第２のＦＭ信号の受信時には、前記第２の
期間に応答して前記カウント手段（４６）の動作期間を
規定するカウント制御手段（９４、９６、９８、３２′
）を備え、前記カウント手段（４６）は、前記第１のＦＭ信号の受
信時には、前記第２の変換手段（８０）からの前記第３
中間周波数の信号をカウントし、前記第２のＦＭ信号の
受信時には、前記第１の変換手段（１８）からの前記第
２中間周波数の前記ＦＭ信号を分周手段（４４）で分周
した信号をカウントすることを特徴とする特許請求の範
囲第８項記載の衛星放送受信装置。
（１１）第１中間周波数信号を可変発振回路（２６）か
らの発振信号と混合して第２中間周波数信号を出力する
セカンドコンバータ（１８）と、この第２中間周波数信
号を復調する復調回路（３４）とを、備える衛星放送受
信装置（１６）に於いて、前記第２中間周波数信号を低い周波数の第３中間周波数
信号に変換する周波数混合回路（８０）と、この第３中
間周波数信号をカウントするカウンタ回路（４６）とを
備えることを特徴とする衛星放送受信装置。