JPH066181A - 周波数自動調整装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＡＦＣの精度も良く、他のキードＡＦＣ方式
に対応可能でマイコンに負担をかけない、周波数自動調
整装置を提供する。 【構成】 ２ｎｄコンバータ２２から出力される第２の
中間周波数信号を、カウンタ２４によりカウントする。
カウンタ２４は、キードＡＦＣパルス非入力時には、一
定周期で一定期間動作し、キードＡＦＣパルス入力時に
は、キードＡＦＣ区間内で動作する。カウンタ２４のカ
ウント値と基準値を比較器２５により比較し、比較結果
得られたデータをマイコン２６に与え、マイコン２６は
ＰＬＬ２７の出力周波数を制御し、結果、２ｎｄコンバ
ータ２２から出力される第２の中間周波数を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、衛星放送受信機に使
用する周波数自動調整装置（以下、ＡＦＣ回路とい
う。）に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のアナログ方式のＡＦＣ回路は、Ｆ
Ｍ検波出力が第２中間周波数のずれに対応した直流電圧
を出力することを利用して、第２中間周波数のずれを直
流電圧の変化として出力し、周波数制御している。しか
し、この方式では、調整が必要、温度特性の補正が必
要、経年変化があるなどの問題があった。

【０００３】そこで、この問題を解決するものとして、
デジタル方式のＡＦＣ回路が従来より考えられている。
これは、第２中間周波数をカウンタでカウントし、周波
数ずれを検出する方式である。この方式は、特開平３ー
６８２９５に開示され、図６はこれを示すものである。

【０００４】図６において、２ｎｄコンバータ１１は、
入力端子１０に供給された１ＧＨｚ帯の第１中間周波数
信号を、中間周波数４０２．７８ＭＨｚの第２中間周波
数信号に変換する。この第２中間周波数信号は、ＦＭ復
調回路１２に入力する。

【０００５】ここで、選局用マイコン１５は、受信した
いチャンネルを選択すると、そのチャンネルの周波数に
合わせた局部発振周波数を決定し、ＰＬＬ回路１６の分
周比を変化させる。ＰＬＬ回路１６は局部発振周波数に
対応したデジタルデータを、２ｎｄコンバータ１１に送
る。そして、２ｎｄコンバータ１１では、このデータに
対応した周波数の局部発振信号と第１中間周波数信号を
混合して、両方の周波数差によって、希望のチャンネル
の第２中間周波数信号を得る。

【０００６】この２ｎｄコンバータ１１内で第１中間周
波数信号を第２中間周波数信号に変換するときに、第２
中間周波数にずれが生じると良好な受信状態を保つこと
ができない。一般のデジタルＡＦＣ回路の場合、この第
２中間周波数信号のずれを検出するために、まず、この
第２中間周波数をプリスケーラ１３によって１／２５６
分周する。その後、カウンタ１４は所定期間、この分周
周波数をカウントし、カウントデータをマイコン１５に
入力する。マイコンは、このデータと基準値を比較する
ことによって、第２中間周波数のずれを検出し、検出結
果に基づきＰＬＬ回路１６の分周比を変化させ、ずれを
補正する。

【０００７】ＰＬＬ回路１６は、分周比の変化に応じた
局部発振周波数用のデジタルデータを出力する。そし
て、２ｎｄコンバータ１１内で、データをもとに周波数
を補正した局部発振信号と第１中間周波数信号を混合し
て、両方の周波数差によって、第２中間周波数のずれを
補正する。

【０００８】なお、このカウンタ１４のカウント動作
は、キードＡＦＣパルス入力時と、キードＡＦＣパルス
非入力時で異なり、マイコン１５により制御する。図７
にカウンタ１４のカウント動作を示す。

【０００９】図７（ａ）に示すキードＡＦＣパルスが入
力されたときは、マイコン１５が動作して、図７（ｂ）
に示すキードＡＦＣパルス入力から１０２４μ秒間、カ
ウンタ１４を動作させて第２中間周波数信号の１／２５
６分周周波数をカウントし、その結果を平均化してい
る。

【００１０】一方、キードパルス非入力時には、選局用
マイコン１５は、図７（ｃ）に示す垂直同期パルスを基
準として、図７（ｄ）に示す映像期間中に１０２４μ秒
期間、カウンタ１４を数回動作させ、その数回のカウン
ト値を平均する平均値ＡＦＣ動作を行う。

【００１１】このように、従来のデジタルＡＦＣ回路で
は、第２中間周波数の分周周波数をカウンタ１４でカウ
ントしており、このカウントの基準に、精度が良く、安
定している信号、例えば、Ｘ´ｔａｌ信号などを使用す
れば、アナログＡＦＣ回路で問題となっていた、調整が
必要、温度特性の補正が必要、経年変化があるなどの欠
点を解決することができる。

【００１２】しかし、キードＡＦＣパルス入力時には、
キードＡＦＣパルス期間内でカウンタのカウントを終了
させるのが望ましいが、カウントする期間を１０２４μ
ｓと大幅に伸ばす、周波数精度を２５０ｋＨｚまで上げ
ている。その影響で、カウントする信号が、キードＡＦ
Ｃパルス部分だけでなく、音声データ部分まで及んでい
る。この音声データの影響によって、カウント数に多少
誤差が生じ、正確なＡＦＣ動作ができない可能性があ
る。

【００１３】また、信号がＭＵＳＥ方式の場合は、キー
ドＡＦＣパルスの直後のデータが音声データであり、音
声データの変動は比較的少なく、問題が少ないが、ＭＵ
ＳＥ方式以外でキードＡＦＣ方式の場合、対応できな
い。例えば、キードＡＦＣパルスの直後に映像信号デー
タがあるとすると、カウンタ１４のカウント数は、映像
信号の変調による周波数変動の影響を直接受けることに
なり、第２中間周波数が安定している場合でも、カウン
タのカウント数が変動し、安定したＡＦＣ動作はできな
い。

【００１４】そこで、キードＡＦＣパルス入力時におい
て、従来のカウンタ１７のカウントをキードパルス期間
内で終了させた場合の、周波数ずれ検出精度を調べてみ
る。例えば、ハイビジョン放送で採用されているＭＵＳ
Ｅ方式の場合、キードＡＦＣパルスのパルス幅は、１７
μｓである。

【００１５】カウンタ１７がカウントする信号の周波数
をｆ、カウンタ１７がカウントしたビット数をｎ、カウ
ント期間をｓとおくと、第２中間周波数信号の１／２５
６分周周波数をカウントしているので、カウントしたビ
ット数ｎはｎ＝（ｆ／２５６）・ｓとなることから、ｆ
＝２５６・ｎ／ｓとなる。

【００１６】ゆえに、カウンタ１７のカウント数１ビッ
ト変化に相当する周波数変化は、△ｆ／△ｎ＝２５６／
ｓとなる。よって、パルス幅１７μ秒の期間内でカウン
トを終了させると、カウント数の１ビット変化に相当す
る周波数変化は、２５６／１７μｓで求められ、約１
５．１ＭＨｚとなる。

【００１７】従って、カウントする周波数が、少なくと
も１５．１ＭＨｚ以上ずれなければ、カウンタ１７のカ
ウント数は変化せず、周波数ずれ検出精度は１５．１Ｍ
Ｈｚである。つまり、第２中間周波数信号の周波数帯域
が２７ＭＨｚであるのに対して、従来のものでは、１
５．１ＭＨｚの周波数ずれ検出精度となり、周波数精度
が悪く、実用的でない。

【００１８】更に、従来例の場合、カウンタのカウント
タイミング、カウント期間、キードＡＦＣパルス入力／
非入力の判定、カウント結果の平均化などのＡＦＣ処理
をソフト的に行うため、マイコンの処理量が多くなり、
より高機能のマイコンを使用するか、もしくは、ＡＦＣ
専用マイコンを使う必要がある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】以上、従来のデジタル
ＡＦＣ回路では、キードＡＦＣパルス入力時に、キード
ＡＦＣパルス区間内でカウンタのカウントを終了でき
ず、例えば、ＭＵＳＥ放送の場合、周波数ずれ検出の際
に、音声データの影響を受け、正確なＡＦＣ動作ができ
ない。また、ＭＵＳＥ方式以外でキードＡＦＣ方式の場
合、対応できない。更に、ＡＦＣ処理の大部分をマイコ
ンが行っているため、マイコンの負担が大きく、高機能
マイコン、あるいは、ＡＦＣ専用マイコンを使用しなけ
ればならなず、製造コストがあがるという問題があっ
た。

【００２０】そこで、この発明は簡易な構成でキードＡ
ＦＣパルス受信時にキードＡＦＣパルス期間内でカウン
トを終了でき、精度も良く、他のキードＡＦＣ方式に対
応可能でマイコンに負担をかけない、周波数自動調整装
置を提供することを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この発明は、第２の中間
周波数信号を、カウントするカウンタは、キードＡＦＣ
パルス非入力時には、一定周期で一定期間動作し、キー
ドＡＦＣパルス入力時には、キードＡＦＣ区間内で動作
し、このカウント値と基準値を比較器により比較し、比
較結果により第２の中間周波数を調整する。

【００２２】

【作用】上記の手段により、中間周波数を直接カウント
する手段を取っているので、キードＡＦＣの原理に忠実
であり、キードＡＦＣパルス期間内でカウンタのカウン
トを終了し、ＡＦＣ動作に十分な周波数ずれの検出精度
を上げ、結果、中間周波数の調整を向上する。

【００２３】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して詳
細に説明する。

【００２４】図１はこの発明の一実施例を示すものであ
る。図１において、入力端子２１に供給された前段から
の第１中間周波数信号は、２ｎｄコンバータ２２内で、
第２中間周波数信号に変換する。２ｎｄコンバータ２２
は、第２中間周波数信号をＦＭ復調回路２３およびカウ
ンタ２４に出力する。

【００２５】カウンタ２４は、この第２中間周波数をつ
ぎの期間、直接カウントする。カウンタ２４は、キード
ＡＦＣパルス非入力時には、一定周期で一定期間動作
し、キードＡＦＣパルス入力時には、キードＡＦＣパル
ス期間内で動作し、カウント結果を出力する。このカウ
ント値と基準値を比較器２５によって、比較し、その結
果をデータとして、マイコン２６に出力する。

【００２６】この実施例によると、例えば、入力信号が
ＭＵＳＥ信号の場合、キードＡＦＣパルスのパルス期間
内の１６μｓ内でカウントを終了したとすると、カウン
タのカウント数の１ビット変化に相当する周波数変化
は、１／１６μｓ＝６２．５ｋＨｚとなる。

【００２７】よって、周波数ずれ検出精度は、６２．５
ｋＨｚとなり、ＡＦＣ動作に十分な精度が得られる。つ
まり、キードＡＦＣ入力時に、キードＡＦＣパルス区間
内でカウントを終了することができ、信号がＭＵＳＥ方
式の場合、音声データの影響を受けず、ＭＵＳＥ方式以
外のキードＡＦＣ方式にも対応可能である。

【００２８】また、カウンタ２４をハードで制御してい
るため、マイコン２６は、カウンタを制御する必要がな
く、カウント結果を変換してＰＬＬ回路２７に出力する
だけでよいので、マイコン２６の処理能力に負担がかか
らない。よって、マイコン２６を高機能マイコンもしく
は、ＡＦＣ処理専用マイコンとする必要がない。

【００２９】少なくともカウンタ２４と第１中間周波数
を生成する信号処理部とを集積回路として一体化する
と、カウンタ２４と第１中間周波数の信号処理部をＩＣ
内で接続するため、第１中間周波数の信号処理部の出力
を増幅する必要がなく、消費電力が削減できる。また、
高周波信号を処理する場合に、この高周波信号によって
発生する電波の、他の回路への影響を防ぐことができる
ことから、電波を遮断するためのシールドなどが不要に
なり、製造コストを下げることができる。

【００３０】図２は、この発明の他の実施例を示すもの
である。この実施例はカウンタ２４のカウント結果を、
デジタルフィルタ２８に入力し、過去のカウント結果に
基づいて、所定の時間間隔に平均化して出力する。その
出力と基準値を比較器２５により比較し、その結果で第
２中間周波数のずれを検出するものである。

【００３１】この実施例によると、上記した実施例のよ
うに高周波信号の処理時に、この高周波信号によって発
生する電波の、他の回路への影響を防ぐことができるこ
とはもとより、カウンタ２４のカウント結果に誤差が生
じた場合でも、少ない誤差で周波数ずれを検出でき、外
乱が存在しても、その影響を直接受けることなく安定し
た周波数制御ができる。

【００３２】一例としてＮＴＳＣ放送の場合は、キード
ＡＦＣパルスは入力されず、カウンタ２４は平均値ＡＦ
Ｃ方式をとる。この場合、カウンタ２４は、第２中間周
波数信号、つまり、映像変調信号を、キードＡＦＣパル
ス入力時と同じ期間、一定周期でカウントする。この映
像変調信号をカウントするとき、第２中間周波数信号の
周波数は、その映像信号によって映し出される画像の明
暗に応じて、大きく変動する。そのため、１回のカウン
トで第２中間周波数信号の平均周波数を得るのは難し
い。デジタルフィルタ２８があると、この周波数変動を
平均することで第２中間周波数信号の中心周波数を得る
ことができる。

【００３３】図３は、この発明の第２の他の実施例を示
すものである。他の実施例と異なる点は、デジタルフィ
ルタ２８をカウンタ２４の直後ではなく、カウンタ２４
のカウント結果と基準値とを、比較器２５により比較し
た後に挿入し、カウンタ２４のカウント結果と基準値を
比較して得られるデータを平均化し、その結果で第２中
間周波数のずれを検出する点にある。

【００３４】この場合、カウンタ２４のカウント結果と
基準値を、比較器２５により比較してある分だけ、デジ
タルフィルタ２８´が処理するデータのビット数が少な
くてすみ、デジタルフィルタ２８´の回路を縮小するこ
とができるので、ＡＦＣ回路全体の回路規模が小さく
り、製造コストを削減することができる。

【００３５】図４は、この発明の第３の他の実施例であ
る。第２の他の実施例と異なる点は、クリップ回路２９
を加え、デジタルフィルタ２８´の出力に上限、下限を
設定して、所定の値以上もしくは所定の値以下のデータ
を飽和する点にある。

【００３６】この実施例の場合、処理するデータに上
限、下限があるので、マイコン２６に出力するデータの
ビット数が減り、マイコン２６が処理するデータの量が
減るため、データ処理部の負担が少なくてすむ。

【００３７】図５は、この発明の第４の他の実施例であ
り、第３の他の実施例と異なる点は、クリップ回路２９
出力をＤ／Ａ変換器３０に入力し、このアナログデータ
をマイコン２５に出力している点である。

【００３８】このような構成にすると、周波数ずれに対
する感度をより良くすることができる。さらに、ＡＦＣ
出力がアナログデータで得られるので、従来のアナログ
ＡＦＣ用マイコンを使用することができる。

【００３９】この場合、例えば、デジタルフィルタ２８
´の出力データが、基準値に対して、上下８ＭＨｚの周
波数ずれ、つまり、１６ＭＨｚの範囲のデータであり、
クリップ回路２９は、このデジタルフィルタ２８´出力
である１６ＭＨｚの範囲のデータを２ＭＨｚの範囲のデ
ータに制限するとする。このクリップ回路２９出力をＤ
／Ａ変換器３０に入力する場合、アナログ回路の電源電
圧を５Ｖとすると、Ｄ／Ａ変換した後のデータの周波数
ずれ感度は、５／２＝２．５Ｖ／ＭＨｚとなる。

【００４０】デジタルフィルタ２８´の出力を、直接Ｄ
／Ａ変換器３０に入力する場合、Ｄ／Ａ変換した後のデ
ータの周波数ずれ感度は、５／１６＝０．３１２５Ｖ／
ＭＨｚとなり、クリップ回路２９でデータの範囲を狭め
ると、その分、周波数ずれ感度がよくなる。つまり、ク
リップ回路２９出力をＤ／Ａ変換器３０に入力し、アナ
ログデータとしてマイコン２６に出力する場合、周波数
ずれに対し、周波数ずれデータの感度が良くなり、結果
として、周波数制御動作の感度が良くなる。さらに、Ａ
ＦＣ出力がアナログデータで得られるので、従来のアナ
ログＡＦＣ用のマイコンを使用することができる。

【００４１】

【発明の効果】以上記載したように、この発明周波数自
動調整装置によれば、ＡＦＣ動作において、キードＡＦ
Ｃパルス区間内で、キードＡＦＣパルス入力のカウント
を終了できることから、精度のよいＡＦＣを実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はこの発明の一実施例を示すブロック図。

【図２】図２はこの発明の第１の他の実施例を示すブロ
ック図。

【図３】図３はこの発明の第２の他の実施例を示すブロ
ック図。

【図４】図４はこの発明の第３の他の実施例を示すブロ
ック図。

【図５】図５はこの発明の第４の他の実施例を示すブロ
ック図。

【図６】図６は従来の周波数自動調整装置の構成図。

【図７】図７は図６のカウンタのカウントタイミング
図。

【符号の説明】

２２…２ｎｄコンバータ、２３…ＦＭ復調回路、２４…
カウンタ、２５…比較器、２５…マイコン、２６…ＰＬ
Ｌ回路、２７…デジタルフィルタ、

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の中間周波数信号を、周波数変換し
   て第２の中間周波数信号を得る手段と。前記第２の中間
   周波数信号を、カウントするカウンタと、 前記カウンタを、キードＡＦＣパルス非入力時には、一
   定周期で一定期間動作し、キードＡＦＣパルス入力時に
   は、キードＡＦＣパルス区間内に動作する手段と、 前記カウンタによりカウントした値と基準値を比較し、
   その結果で前記第２の中間周波数のずれを検出する手段
   と、 前記手段が検出した結果により、前記第２の中間周波数
   を制御する手段とからなることを特徴とする周波数自動
   調整装置。
2. 【請求項２】 前記カウンタより、ある時間間隔で出力
   されるカウント値を、平均して出力するデジタルフィル
   タを備え、その出力と基準値を比較し、その結果により
   前記第２の中間周波数のずれを検出することを特徴とす
   る請求項１記載の周波数自動調整装置。
3. 【請求項３】 前記デジタルフィルタの出力に上限、下
   限を設定して、所定の値以上もしくは所定の値以下のデ
   ータを飽和させ、出力するクリップ回路を備えることを
   特徴とする請求項２記載の周波数自動調整装置。
4. 【請求項４】 前記カウンタのカウント値と基準値を比
   較して得られるデータを、ある時間間隔で平均化するデ
   ジタルフィルタを備え、前記デジタルフィルタ出力結果
   により，前記第２中間周波数のずれを検出することを特
   徴とする請求項１記載の周波数自動調整装置。
5. 【請求項５】 少なくとも前記カウンタと前記第１中間
   周波数を生成する信号処理部とを集積回路化したことを
   特徴とする請求項１記載の周波数自動調整装置。