JPH0817490B2

JPH0817490B2 - 衛星放送受信装置

Info

Publication number: JPH0817490B2
Application number: JP1092306A
Authority: JP
Inventors: 康彦根津
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1988-04-28
Filing date: 1989-04-11
Publication date: 1996-02-21
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: JPH02146887A

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本願は、衛星放送受信技術に関し、例えばBSチューナ
と呼ばれる屋内用受信機のAFC動作に関する。特に、MUS
E方式で伝送される高品位テレビジョン放送をも受信出
来るBSチューナ技術に関する。

（ロ）従来の技術現在実施されている衛星放送は、NTSC規格の映像信号
をFM変調して、12GHz帯のFM映像信号として送信してい
る。

受信側では、この12GHz帯のFM映像信号を、1GHz帯の
第１中間周波数信号に変換した後に、さらに134.26MH
z、402.78MHzを含む周波数帯の第２中間周波数信号に順
次ダウンコンバートした後に、FM復調して、映像信号を
出力する。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振
周波数は、AFC回路（自動周波数制御回路）で良好に制
御される。

AFC動作は、複数の回路がAFCループを形成することに
より行なわれる。

通常のAFCは、FM復調回路より出力された映像信号の
同期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信号
の周波数に対応することを利用し、この直流信号のレベ
ルを検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波数
をフィードバック制御していた（特開昭57−135582号参
照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠
点がある。

このため、第２中間周波数信号（以下、第2IF信号と
称す）の、周波数をカウントして、このカウントデータ
で局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考え
られている。

この例を第７図及び第８図を参照しつつ簡単に説明す
る。

第７図に於いて、（10）はBSアンテナである。（11）
はアンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ又は平面
アンテナである。（12）は第１コンバータである。第１
コンバータ（12）は受信した12GHz帯の衛星放送信号（F
M映像信号）と内部の発振回路（13）の出力を混合回路
（14）で混合して約1GHz帯のFM映像信号（第１中間周波
数信号）（第1IF信号）を出力する。その出力変動は、
±1.5MHzまで許容されている。尚、この変動は、AFC動
作により補正される。

（16）はBSチューナである。（18）は第２ダウンコン
バータであり、±1IF信号を多チャンネル化に有利な例
えば402.78MHzの第2IF信号に変換する。（20）（24）は
自動利得制御用増幅回路である。（22）は混合回路であ
る。（26）は可変発振回路、（28）は1/2分周を行う前
置プリスケーラ、（30）はPLLループ用回路である。こ
のPLLループ用回路（30）は回路（26）（28）と共にPLL
ループを形成する。選局用マイクロコンピュータ（マイ
コン）（32）は、PLLループ用回路（30）内蔵プログラ
ムデバイダの分周比を切り換えることにより、受信チャ
ンネルを切り換えると共に、微同調のためのAFCも行
う。尚、一般的なPLLループについては、特開昭60−775
33号（H04B 1/16）等に示され、周知であるので説明は
省略する。

（34）はFM復調ブロックである。（36）は第2IF用フ
ィルタ、（38）はアンプ、（40）はPLL型FM復調回路で
ある。（42）はAGC電圧を作成するAGC検波回路である。
（44）はECL製1/256分周回路である。

（46）は1/256分周回路の出力信号を直接カウントす
るカウンタ回路である。このカウンタ回路（46）はリセ
ットとカウント動作期間をマイコン（32）により制御さ
れ、カウントデータをこのマイコン（32）に出力してい
る。

（48）は音声DPSK信号復調回路である。（50）はPCM
デコーダである。このPCMデコーダは例えば（株）東芝
製のTM4218Nであり、NTSC放送の音声PCM信号受信時に信
号（NSYNC）を出力する端子（50a）を備えている。（5
2）はデジタルアナログ変換を行うと共にローパスフィ
ルタより成る音声出力回路である。（54）はデジタル機
器の出力用エンコーダである。（56）はバッファアンプ
である。（58）はローパスフィルタ・ディエンファシス
回路、（60）は三角波を除去するディスパーサル回路、
（62）は出力アンプである。（64）は出力処理ブロック
である。（66）は出力端子群である。（66a）（66b）は
音声出力用端子、（66c）（66d）はDAT用光ケーブルコ
ネクタ仕用出力端子、（66e）はビットストリーム用出
力端子、（66f）は有料放送デコーダ用出力端子、（66
g）は映像出力端子である。

（68）は同期分離回路であり、垂直同期信号（V_D）を
抜出して、マイコン（32）を出力する。

上記動作を説明する。

このBSチューナ（16）は、所定期間、カウンタ回路
（46）を動作せしめ、このカウントデータをマイコン
（32）に入力する。マイコン（32）は、このデータと、
基準データとを比較することにより、第2IF信号の周波
数のずれを知る。そして、マイコン（32）は、このずれ
を補正するべくPLL用回路（30）のプログラムデバイダ
の分周比を可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン（3
2）が垂直同期信号（V_D）より決定する。この所定期間
（gate）を第８図に示す。

第８図の（ａ）はPLL型FM復調回路（40）の出力、
（ｂ）は同期分離回路（68）の出力、（ｃ）はマイコン
（32）より出力されるカウンタ回路（46）のリセット信
号（Cl）、（ｄ）はマイコン（32）より出力されるカウ
ンタ回路（46）のカウンタ動作期間指定信号（gate）で
ある。

動作を第７図を参照しつつ説明する。

同期分離回路（68）から垂直同期信号（V_D）が、マイ
コン（32）に入力されると、マイコン（32）はリセット
信号（Cl）を出力する。そして、垂直同期帰線期間（10
24μ秒間）（Ａ）ゲート信号を出力してカウンタ回路
（46）のカウント動作を許容する。そして、期間（Ｂ）
の間このゲート信号（gate）の出力を休止した後に再び
1024μ秒の間（Ｃ）ゲート信号（gate）を出力する。そ
して、マイコン（32）はこの後の期間（Ｄ）にカウンタ
回路（46）のカウントデータを読み取る。そして、エネ
ルギー拡散信号である三角波の影響を除去するために、
マイコン（32）は、２フレーム期間の４つのカウント結
果を加算し４で割った値と、NTSC放送受信時の基準デー
タ値とを比較して、第2IF信号の周波数の「ずれ」を検
出して、PLL用回路（30）の分周比を可変して、AFC動作
を行う。

尚、カウンタ回路（46）を映像期間中に動作させるの
は、NTSC放送の場合、主搬送波周波数制御方式として送
信用の平均値AFCを採用しているためである。又、第８
図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィールドごとに
6m秒、4m秒、6m秒、8m秒と可変して、画面の各部の周波
数の値を検出して、明るさのバラツキによる変動を防止
している。

このように、マイコン（32）は、２フレーム期間ごと
に、PLL用回路（30）を制御して平均値AFCを行う。尚、
１フィールドごとにPLL用回路（30）を制御する場合
は、過去４回のカウント結果を平均するようにして、こ
れを基準データと比較して、AFC動作を行なっても良
い。

又、上記例では、４フィールド（２フレーム）期間の
４つのカウント結果を平均化したが、これは、４、６、
８フレーム期間でも良い。

尚、このBSチューナでMUSE信号（NHKが開発した高品
位TV信号を帯域圧縮技術により変換された信号）をFM変
調した衛星放送をも受信する場合は、MUSE信号用の拡散
信号の周期に合わせて何フィールドのカウント値を平均
するかをNTSC方式の場合と切り換える。又、カウンタ回
路（46）を動作せしめる期間も、当然MUSE受信の場合
は、MUSE信号のクランプ・レベル期間に切り換える。
尚、MUSE信号については、日経マグロウヒル社発行の雑
誌「日経エレクトロニクス 1987年11月２日号 No.43
3」のP189−P212に日本放送協会二宮佑一著「衛星を使
うハイビジョン放送の伝送方式MUSE」として示されてお
り、周知の技術である。

（ハ）発明が解決しようとする課題しかし乍ら、MUSE信号のクランプ・レベル期間は、MT
SC放送の帰線期間（1024μ秒）に比べ非常に短かく（23
μ秒）、さらにカウンタ回路を動作せしめる期間はさら
に短く（15〜17μ秒）なり、この期間のカウントでAFC
動作を精度く行なうことは無理である。

つまり、MUSE放送受信時には、カウンタ回路の１カウ
ント当たりの第2IF信号の変移「ずれ」の検出精度は約1
7MHzとなり、とても、AFC動作を行なえるものではな
い。

依って、1/256分周器（44）を使用せず第2IF信号を直
接カウンタ回路（46）でカウントすれば良い。しかし、
402.78MHzの第2IF信号をカウントする高速カウンタ回路
はECLでも作成することは困難である。つまり、ECLで
も、第１図の如く、単純に分周する分周回路（44）しか
実現困難である。

これは、第2IF信号をECLの分周回路で1/2〜1/4にした
信号でもカウントは実現困難である。又、これ以上分周
すると１カウント当たりの検出精度が粗くなりすぎて実
用上問題が生じる。これは、第2IF信号の周波数の変動
分も同時に分周されるからである。尚、1/2の時に、も
しカウントできても、その時の１カウント当たりの検出
精度は約130KHz、1/4の時は約260KHzである。

そこで、MUSE受信時は通常のキードAFCを行うことが
考えられる。第９図に、この例を示す。（70）はMUSEデ
コーダである。このデコーダ（70）は高品位テレビ信号
を出力すると共に、MUSE信号入力時にのみクランプレベ
ル信号期間を示す信号（キードAFCパルス信号）（Ｐ）
を出力する。

（72）はMUSE信号用バッファ、（72a）は出力端子、
（74）はキードAFCパルス信号入力端子（ハイビジョン
放送対応端子）、（76）はクランプレベル信号をサンプ
リングするサンプルホールド回路、（78）はサンプルホ
ールド回路（76）の値をデジタル値に変換するA/D変換
器である。マイコン（32）は、MUSE受信時には、このA/
D変換器（78）からの値と、MUSE受信時用基準データと
を比較して「ずれ」を検出し、PLL用回路（30）を制御
してAFC動作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号
をサンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、
BSチューナの高精度高応答性を実現することは無理であ
った。

（ニ）課題を解決するための手段本発明は、第2IF信号と、ダウンコンバート用高安定
発振回路（84）（85）からの発振信号とを混合して周波
数変換し、この周波数変換された信号（仮に第3IFと称
す）をカウントすることにより、第2IF信号の「ずれ」
を検出する。

（ホ）作用この第3IF信号は、低周波なので例えばゲートアレイ
で作成したカウンタ回路（46）でも充分カウントでき
る。尚、その１カウントの精度は、第2IF信号を直接カ
ウントした場合に比べて、ダウンコンバート用高安定発
振回路（84）の変動分だけ劣化するが、その劣化はわず
かに抑えられる。

（ヘ）実施例第１図第２図を参照しつつ本発明の一実施例を説明す
る。

第１図に於いて、（80）はAFC用ダウンコンバータ回
路であり、402.78MHzの第2IF信号を24.78MHzの第3IF信
号に変換する。（82）はアンプ、（84）は378MHzで発振
する高安定発振回路、（86）は混合回路、（88）は24.7
8MHz信号のバンドパス用アンプである。（90）は1/16分
周回路である。（SW1）は切り換えスイッチである。こ
のスイッチ（SW1）はNTSC放送受信時には、Ｎ側に接続
される。

（92）は受信モード判別回路であり、同期信号とキー
ドAFCパルス信号により「NTSC放送受信時か」、「MUSE
放送受信時か」、「それ以外か」を判別してマイコン
（32）に出力すると共に、スイッチ（SW1）をMUSE受信
時にＭ側に切り換え、NTSC受信時にＮ側に切り換える。

（94）はNTSC受信時用カウンタ制御パルス作成回路で
あり、同期信号を入力して従来と同様に第７図のゲート
信号（gate）、クリア信号（Cl）、垂直同期信号（V_D）
を出力する。

（96）はMUSE受信時用カウンタ制御パルス作成回路で
あり、キードAFCパルス（Ｐ）を入力して、第２ゲート
信号（gate2）、第２クリア（Cl2）、カウンタデータ読
み取り制御信号（V_D2）を作成する。そして、選択出力
回路（98）は、受信モードに応じて、この２つのパルス
作成回路（94）（96）からの信号を、選択してカウンタ
回路（46）とマイコン（32）に出力する。

（100）はAFC禁止回路であり、MUSE受信時で且つAGC
電圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（SW2）を開い
て、読み取り制御信号（V_D2）の入力を遮断してAFC動作
を禁止する。これは、弱電界受信時には、AFC動作の信
頼性が低下するからである。尚、NTSC放送受信時には、
少々第2IF信号が欠落しても、サンプル時間が長いの
で、AFCは大きくは誤動作しない。

上記動作を第１図第２図第８図を参照しつつ説明す
る。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネ
ルを受信するための標準分周比データをマイコン（32）
がPLL用回路（30）に出力する。そして、この分周比デ
ータでしばらくの間受信を行う。

そして、この後、受信判別回路（92）が同期信号によ
りNTSC受信モードであると判別すると、選択出力回路
（98）はカウンタ回路（46）にクリア信号（Cl）［第８
図のＣ］とゲート信号（gate）［第８図ｄ］を出力し、
マイコン（32）に垂直同期信号（V_D）を出力する。又、
NTSC受信モードであることはマイコン（32）にも知らさ
れマイコンはNTSC用AFC動作を開始する。そして、スイ
ッチ（SW1）はＮ側に接続される。

つまりカウンタ回路（46）は、従来の第７図と同様に
動作し、マイコン（32）は、カウンタ回路（46）のカウ
ント終了後にカウントデータを読み込んで、４フィール
ド間の平均化を行ないNTSC受信時用基準データと比較す
る。そして、第2IF信号の「ずれ」を検出し、従来と同
様にPLL用回路（30）の分周比を可変してAFC動作を行
う。

又、選局後、端子（72a）より出力された信号が図示
省略したMUSEデコーダに入力され、このMUSEデコーダが
MUSE信号であると判断すると、このBSチューナ（16）の
端子（74）よりキードAFCパルス信号（Ｐ）が入力され
る。そして、受信判別回路（92）は、このキードAFCパ
ルス信号（Ｐ）によりMUSE受信モードであると判別す
る。スイッチ（SW1）はＭ側に接続され、マイコン（3
2）はMUSE用AFC動作を開始する。

選択出力回路（98）はMUSE用カウンター制御パルス作
成回路（96）で作成した第２ゲート信号（gate2）第２
クリア信号（Cl2）制御信号（V_D2）を出力する。

この信号を第２図に示す。第２図（ａ）はMUSE信号に
重畳される三角波を示している。（ｂ）はMUSEデコーダ
より出力されるキードAFCパルス信号を示している。
（ｃ）は第２クリア信号（Cl2）、（ｄ）は第２ゲート
信号（gate2）を示している。（ｅ）は制御信号（V_D2）
を示している。

この第２図からも分る様にクランプ・レベル信号期間
である。キードAFCパルス信号出力期間は、三角波の丁
度中央電位である。依って、MUSE信号受信時は、三角波
の影響により、カウンタ回路（46）のカウントデータ値
がフィールドごとに変動することはない。従って、１回
のカウントデータでも論理上は、三角波の影響なしにAF
C動作を行なえる。しかし、実際には、この三角波とMUS
E信号の重畳時のズレ、キードAFCパルス信号の検出遅れ
等により、やはり、最低でも１周期（１フレーム）の間
にサンプルした２つのデータを平均化しなくてはならな
い。

尚、本実施例では、信頼性を高めるために２フレーム
期間の４つのデータの平均と、MUSE受信時用基準データ
とを比較してAFC動作を行っている。さらに、この４つ
のデータの内、あまりにも大きく他のデータと、かけ離
れたカウントデータをマイコン（32）は除外して平均化
を行う安全策を採用している。又、あまりにも大きく、
基準データからかけ離れたカウントデータを除外して、
過去４回のカウントデータを平均化しても良い。

第３図に本発明の第２実施例を示す。この第３図は第
７図の従来例と同様にマイコン（32）でNTSC受信時のク
リア信号（Cl）とゲート信号（gate）を作成するタイプ
である。又、NTSC受信時のカウンタ回路（46）へのカウ
ント入力も第2IF信号の1/256分周信号である。

このマイコン（32）は、同期分離回路（68）から垂直
同期信号（V_D）が入力されるとNTSC放送受信時であると
判別してNTSC用のAFC動作を行う。又、キードAFCパルス
信号（Ｐ）が入力されるとMUSE放送受信時であると判別
して、MUSE用のAFC動作を行う。そして、両信号とも入
力されない時は、AFC動作を停止する。つまり、PLL用回
路（30）の分周比の変更を行なわず、分周比は前値ホー
ルドされる。

（93）はMUSE放送受信時判別回路であり、MUSE放送時
にスイッチ（SW3）を開放して、誤って垂直同期信号（V
_D）が入力されるのを防止する。又、この判別回路（9
3）は、常時、Ｎ側に接続されているスイッチ（SW6）
（SW7）（SW1）を、MUSE放送時にＭ側に切り換える。

（SW4）は常閉スイッチ、（SW5）は常開スイッチ、
（102）はゲートパルス作成回路である。このゲートパ
ルス作成回路（102）は、第４図（ｂ）のキードAFCパル
ス信号（Ｐ）が入力されるつどに第４図（ｃ）の約1/60
秒遅延した遅延パルス信号（Ｇ）を出力する。そして、
第４図（ｃ）の期間（）、常閉スイッチ（SW4）は開
放される。又、第４図（ｃ）の期間（Ｇ）常開スイッチ
（SW5）は閉じられる。つまり、このスイッチ（SW4）
（SW5）からは、60Hzの間隔で入力される正規のキードA
FCパルス信号（Ｐ）が通過し、ノイズ性パルスは除去さ
れる。

（97）は第２クリア信号（Cl2）、第２ゲート信号（g
ate2）を作成するMUSE用カウンタ制御信号作成回路であ
る。カウンタ回路（46）のカウンタ動作期間は、精度良
く設定しないとAFC動作の誤動作の原因となるので、本
実施例では10MHzの発振回路（104）の出力で第２ゲート
信号（gate2）期間を設定する。

（104）は10MHzの発振回路であり、第５図（ｂ）のク
ロック信号を出力する。（106）はキーパルス同期回路
である。このキーパルス同期回路（106）は、第５図
（ａ）のキードAFCパルス信号（Ｐ）が入力された後に
クロック信号が入力されたタイミングで第５図（ｃ）の
第２クリア信号（Cl2）を出力する。（108）は、この第
２クリア信号（Cl2）によりクリアされるカウンタであ
る。（110）はゲート信号作成回路であり、第２クリア
信号（Cl2）により、セットされて第５図（ｄ）の第２
ゲート信号（gate2）を立ち上げる。ゲート信号作成回
路（110）はカウンタ（108）の動作を許容する第５図
（ｅ）の信号（Ｋ）を出力する。

依って、カウンタ（108）はクロック信号のカウント
を開始する。カウンタ（108）はクロック信号を160個カ
ウントすると第５図（ｆ）のリセット信号（Ｒ）を出力
する。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート信号作成
回路（110）は第２ゲート信号（gate2）を立ち下げる。
又、ゲート信号作成回路（110）は信号（Ｋ）をローレ
ベルとしてカウンタ（108）の動作を禁止する。

（85）は第3IF信号作成用の高安定発振回路である。
（112）は378MHzの発振回路、（114）は4MHzの水晶（精
度10^-5）を備えECLプリスケーラを内蔵したPLL用回路で
あり、この分周比は固定である。この様に、本実施例で
は、PLLループを形成して発振回路（112）を制御して、
その発振周波数変動を±37.8KHz以内に抑さえこんだ。

尚、このBSチューナでも、MUSE放送の弱電界受信対策
を行なっても良い。例えば、第１実施例と同様にAGC信
号により、弱電界受信時を検出してAFC動作を停止して
も良い。又、弱電界になるほど、平均化するための期間
を、（例えば８フレーム期間になるように）長く設定変
更しても良い。

又、AGC電圧レベルを表示することにより、放送の有
無を使用者に知らせる様にしても良い。又、キードAFC
バルス信号の入力期間にランプを点灯してMUSE放送受信
モードであることを知らしても良い。又、同期信号又
は、第６図のPCMデコーダ（50）の端子（50a）出力を利
用して、ランプを点灯してNTSC放送受信時であることを
知らせる様にしても良い。

又、MUSEデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、カウンタ回路（46）は１個であるが、これはMUSE
用NTSC用に別々に設けても良い。

又、UHF、VHF、CATV受信用のTVチューナも内蔵する様
にしても良い。尚、この時、発振回路（84）（112）の
発振周波数はTVのチャンネル伝送帯域に重ならないよう
に、チャンネルとチャンネルの間の周波数に設定する。

第６図に本発明の第３実施例を示す。尚、第３図と同
一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。第６
図に於いて、（130）はゲートアレイICである。つま
り、本実施例では、本発明を実施するための回路をIC化
している。そして、このゲートアレイ（130）は、第3IF
の有無を検出して、第3IFが無い時にAFC動作を停止せし
める（前値ホールドする）ものである。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンコン
バータ（80）が故障した時には、AFCが誤動作するた
め、このAFC動作を停止せしめる安全策を、このゲート
アレイIC（130）が採用している。

第６図に於いて、（93′）はMUSE放送受信時判別回路
であり、MUSE受信時であることを選局用マイコン（3
2′）に知らせる。又、この判別回路（93′）はスイッ
チ（SW3′）を切り換える。つまり、通常Ｎ側に接続さ
れたスイッチ（SW3′）をMUSE受信時にＭ側に切り換え
て、カウンタ制御信号作成回路（97）で整形したキード
AFCパルス（疑似第２ゲート信号）（gate2′）を選局用
マイコン（32′）に入力する。

選局用マイコン（32′）は、判別回路（93′）からの
信号により、NTSC受信時か、MUSE受信時かを認識して、
そのモード用のプログラムを実行する。そして、スイッ
チ（SW3′）からの垂直同期信号又は疑似第２ゲート信
号（gate2′）の立ち下がりによりタイミングを設定さ
れてカウンタ回路（46）のデータを取り込む。

（120）は本実施例の特徴を示すＤフリップフロップ
である。このＤフリップフロップ（120）のクロック端
子（CK）には第3IFが供給される。つまり、このＤフリ
ップフロップ（120）は、第３図の第２ゲート信号（gat
e2）を第3IF信号の周期で遅延した疑似第２ゲート信号
（gate2′）を出力する。もし、第3IF信号が無くなる
と、このＤフリップフロップ（120）は第3IF信号が無く
なる前の値（通常は０）を保持する。このため、選局マ
イコン（32′）には、疑似第２ゲート信号（gate2′）
は与えられず、選局マイコン（32′）はデータの取り込
みを行なわず、AFC動作は実質的に停止する。

つまり、第６図では、第３図と同様にして作成した第
２ゲート信号（gate2）をＤフリップフロップ（120）の
Ｄ端子に入力する。第3IF信号は、Ｄフリップフロップ
（120）のクロック端子（CK）に入力される第3IF信号が
なくなると、Ｄフリップフロップ（120）の出力端子
（Ｑ）からは、通常出力（疑似第２ゲート信号、gate
2′）は無くなる。そして、この疑似第２ゲート信号（g
ate2′）の立ち下がりは、選局マイコン（32′）でデー
タの読み込みタイミング用のパルスとして使用されてい
るので、選局マイコン（32′）はデータの読み込みを停
止する。

この為、第3IF信号が無くなった時点でのAFC動作によ
るPLL用回路（30）の値が保持される。

上記の如く、第６図の実施例では、第3IF信号が無く
なると疑似第２ゲート（gate2′）の選局マイコン（3
2′）への供給を停止して、AFC動作を停止せしめてい
る。

尚、上記実施例では、ゲート信号作成回路（110）と
スイッチ（SW7）との間にＤフリップフロップ（120）を
設けたが、これはスイッチ（SW7）とスイッチ（SW3′）
との間に設けても良い。

又、第３実施例では、Ｄフリップフロップ（120）１
個で第3IF信号欠落時の誤動作を防止したが、これは別
に、第3IF信号の欠落状態検出回路と、この検出回路の
出力で選局マイコン（32′）のMUSE受信時のAFC動作を
停止せしめる停止回路とを、別々に設けて実施しても良
い。尚、この様にすれば、信頼性は向上する。又、第１
図の回路にも当然適用出来、NTSC受信時にもNTSCのAFC
動作を停止（前値ホールド）しても良い。

第10図は本発明の第４実施例を示す図であり、BSチュ
ーナ（16）にMUSE−NTSCダウンコンバータ（140）を組
み込んだ例である。このダウンコンバータ（140）は、
例えば、三洋電機（株）製LC7490等により構成される。

第10図に於いて、（140）はMUSE−NTSCダウンコンバ
ータ、（141）はMUSE信号受信時を検出するMUSE判別回
路である。（142）はNTSC信号にダウンコンバートされ
たMUSE映像を出力する端子、（143）（144）はMUSE用の
ステレオ音声（SL）（SR）を出力する端子、（145）はM
USE受信検出信号（DET）出力用の端子である。（SW8）
（SW9）（SW10）はMUSE受信時にＭ側に接続されるスイ
ッチである。（151）は通常のNTSCのテレビジョン受像
機である。（150）はハイビジョン用の受信機である。

第10図に示されるBSチューナ（16）はMUSE−NTSCダウ
ンコンバータ（140）を内蔵している。MUSE−NTSCダウ
ンコンバータ（140）は、FM復調ブロック（34）から与
えられるMUSE信号をNTSC信号に変換する。MUSE−NTSCダ
ウンコンバータ（140）の出力端子（142）からは、NTSC
信号に変換された映像信号（Ｖ）が出力される。MUSE−
NTSCダウンコンバータ（140）の出力端子（143）および
（144）からは、NTSC信号に変換された音声信号（SL）
および（SR）がそれぞれ出力される。

また、MUSE−NTSCダウンコンバータ（140）は、MUSE
判別回路（141）を含む。MUSE判別回路（141）は、MUSE
信号が受信されていることを判別し、MUSE受信検出信号
（DET）を出力する。MUSE放送の受信時には、MUSE−NTS
Cダウンコンバータ（140）の出力端子（146）からキー
ドAFCパルス（Ｐ）が出力され、ゲートアレイ（130）に
与えられる。

出力処理ブロック（64）から出力される映像信号
（Ｖ）は、スイッチ（SW8）の端子（Ｎ）を介して映像
信号出力端子（66g）に与えられる。出力処理ブロック
（64）から出力される音声信号（SL）および（SR）は、
スイッチ（SW9）および（SW10）の端子（Ｎ）を介して
それぞれ音声用出力端子（66a）および（66b）に与えら
れる。MUSE−NTSCダウンコンバータ（140）の出力端子
（142）から出力される映像信号（Ｖ）はスイッチ（SW
8）の端子（Ｍ）に与えられる。MUSE−NTSCダウンコン
バータ（140）の出力単子（143）および（144）から出
力される音声信号（SL）および（SR）は、スイッチ（SW
9）および（SW10）の端子（Ｍ）にそれぞれ与えられ
る。

MUSE放送の受信時には、MUSE判別回路（141）からのM
USE受信検出信号（DET）により、スイッチ（SW8）、（S
W9）、（SW10）が、端子（Ｍ）側に切換えられる。BSチ
ューナ（16）のその他の部分の構成は、第６図に示され
るBSチューナ（16）の構成と同様である。

BSチューナ（16）の端子（72a）にはMUSEデコーダ（7
0）が接続される。MUSEデコーダ（70）から出力される
高品位テレビジョン信号は、高品位テレビジョン信号用
のディスプレイ（150）に与えられる。BSチューナ（1
6）の端子（66g）（66a）（66b）から出力される映像信
号および音声信号はNTSC信号用のディスプレイ（151）
に与えられる。

上記の第１〜第４の実施例において、AFC用ダウンコ
ンバータ回路（80）から出力される第3IF信号の周波数
は、このBSチューナに内蔵された、又は近接配置される
通常のVHF、UHF、CATVチューナに悪影響を与えないよう
に、たとえば、第11図に示すように設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用TV
においては、音声中間周波数信号SIFの周波数は54.25MH
z、映像中間周波数信号VIFの周波数は58.75MHzに設定さ
れている。BSチューナのAFC用ダウンコンバータ回路（8
0）から出力される第3IF信号（IF）の周波数が24.78MHz
に設定されると、その第3IF信号の第２高調波（IF2）の
周波数は49.56MHzとなる。このように、第3IF信号の第
２高調波の周波数が音声中間周波数信号の周波数および
映像中間周波数信号の周波数と重ならないように、第3I
F信号の周波数が設定される。また、第3IF信号の第３高
調波（IF3）の周波数が音声中間周波数信号（SIF）およ
び映像中間周波数信号（VIF）の周波数と重ならないよ
うに、第3IF信号の周波数が設定される。

また、AFC用ダウンコンバータ回路（80）に含まれる
発振回路（84）、（112）の発振周波数は、第12図に示
すように、日本のテレビジョン放送においては、VHF帯
とUHF帯との間に、空き領域が存在（SR）。したがっ
て、発振回路（84）、（112）から出力される発振信号
（OSC）の周波数が222MHz〜470MHzの間に設定される。
この場合において、発振信号（OSC）の第２高調波成分
（OSC2）がいずれかのチャンネルにおける映像キャリア
（f_P）および音声キャリア（f_S）の周波数と重ならない
ように、発振信号（OSC）の周波数が設定される。たと
えば、発振信号（OSC）の周波数が378MHzに設定される
と、第２高調波成分（OSC2）の周波数は60チャンネルの
映像キャリア（f_P）の周波数と音声キャリア（f_S）の周
波数とのちょうど中間になる。

もし、第13図に示すように、VHF帯とUHF帯との間の空
き領域にチャンネルが割当てられると、発振回路（8
4）、（112）から出力される発振信号の周波数は、それ
らのチャンネルにおける映像キャリア（f_P）の周波数お
よび音声キャリア（f_S）の周波数と重ならないように設
定される。第13図においては、発振信号の周波数が、音
声キャリア（f_S）の周波数377.75MHzと映像キャリア（f
_P）の周波数379.25MHzとの間の378MHzに設定されてい
る。又、この378MHzは、ちょうどチャンネルとチャンネ
ルの間の境の周波数である。

以上のように、上記実施例によれば、第2IF信号が周
波数混合方式により第3IF信号に変換される。そのた
め、第2IF信号の変動分は分周されない。したがって、
第2IF信号の周波数変動が精度良く検出されることがで
き、高精度のAFC動作が可能となる。

（ト）発明の効果上記の如く、本発明に依れば、第2IF信号の周波数変
動を、この第2IF信号を直接カウントしなくても、短か
い時間で精度良く検出出来、高精度のAFC動作が可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示す図、第２図はその波
形図である。第３図は本発明の第２実施例を示す図、第４図第５図は
その波形図である。第６図は本発明の第３実施例を示す図である。第７図は従来例を示す図である。第８図はその波形図で
ある。第９図はMUSE受信対応BSチューナを示す図である。第10図は本発明の第４実施例を示す図である。第11図、第12図、第13図は各部の周波数を示す図であ
る。（26）……可変発振回路、（32′）（32）……マイコン、（46）……カウンタ回路、（80）……ダウンコンバータ、（18）……2ndコンバータ、（34）……FM復調ブロック。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】標準テレビジョン信号よりも広帯域のテレ
ビジョン信号を帯域圧縮してFM変調した第１のFM信号と
標準テレビジョン信号をFM変調した第２のFM信号を受信
する受信部と、その第１のFM信号と第２のFM信号を受信
周波数よりも低い周波数である第１中間周波数に変換す
る手段と、その第１の中間周波数に変換されたFM信号を
復調する手段とを備える衛星放送受信装置であって、第１の周波数の第１の発振信号を発生する第１の発振手
段（26）と、前記第１中間周波数の前記FM信号を前記第１の周波数の
前記第１の発振信号と混合することにより前記第１中間
周波数の前記FM信号を第２中間周波数のFM信号に変換す
る第１の変換手段（18）と、前記第２中間周波数の前記FM信号を周波数混合方式によ
り前記第２中間周波数よりも低い第３中間周波数の信号
に変換する第２の変換手段（80）と、前記第３中間周波数の信号を第１のFM信号が入力されて
いる場合は直接カウントし、第２のFM信号が入力されて
いる場合は分周した後カウントするカウント手段（46）
と、前記カウント手段（46）の出力に基づいて、前記第１の
発振手段（26）から発生されるべき前記第１の発振信号
の周波数を調整する調整手段（30）とを備えることを特
徴とする衛星放送受信装置。
【請求項２】前記第１及び第２のFM信号は、周期的な一
定レベルの第１の期間を含む第１のFM信号と周期的な一
定レベルの第２の期間を含む第２のFM信号であり、前記
第１の期間は前記第２の期間よりも短いことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の衛星放送受信装置。
【請求項３】前記第３中間周波数の信号を分周する分周
手段（90）と、前記第１のFM信号の受信時には、前記第１の期間に応答
して前記カウント手段（46）の動作期間を規定し、前記
第２のFM信号の受信時には、前記第２の期間に応答して
前記カウント手段（46）の動作期間を規定するカウント
制御手段（94、96、98、32′）とを備え、前記カウント手段（46）は、前記第１のFM信号の受信時
には、前記第２の変換手段（80）からの前記第３中間周
波数の信号をカウントし、前記第２のFM信号の受信時に
は、前記分周手段（90）の出力をカウントすることを特
徴とする特許請求の範囲第２項記載の衛星放送受信装
置。
【請求項４】前記第１のFM信号の受信時には、前記第１
の期間に応答して前記カウント手段（46）の動作期間を
規定し、前記第２のFM信号の受信時には、前記第２の期
間に応答して前記カウント手段（46）の動作期間を規定
するカウント制御手段（94、96、98、32′）を備え、前記カウント手段（46）は、前記第１のFM信号の受信時
には、前記第２の変換手段（80）からの前記第３中間周
波数の信号をカウントし、前記第２のFM信号の受信時に
は、前記第１の変換手段（18）からの前記第２中間周波
数の前記FM信号を分周手段（44）で分周した信号をカウ
ントすることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
衛星放送受信装置。