JPH0771291B2 - ハイビジョン放送対応ｂｓチューナ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本願は、衛星放送受信技術に関し、BSチューナと呼ばれ
る屋内用受信機に関する。特に、MUSE方式で伝送される
高品位テレビジョン放送にも対応出来るBSチューナ技術
に関する。

（ロ） 従来の技術 通常の衛星放送は、NTSC規格の映像信号をFM変調して、
12GHz帯のFM映像信号として送信している。

受信側では、この12GHz帯のFM映像信号を、1GHz帯の第
１中間周波数信号に変換した後に、さらに402.78MHzを
含む周波数帯の第２中間周波数信号に順次ダウンコンバ
ートした後に、FM復調して、映像信号を出力する。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振周
波数は、AFC回路（自動周波数制御回路）で良好に制御
される。

AFC動作は、複数の回路がAFCループを形成することによ
り行なわれる。

通常のAFCは、FM復調回路より出力された映像信号の同
期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信号の
周波数に対応することを利用し、この直流信号のレベル
を検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波数を
フィードバック制御していた（特開昭57-135582号参
照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠点
がある。

このため、第２中間周波数信号（以下、第2IF信号と称
す）の、周波数をカウントして、このカウントデータで
局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考えら
れている。

この例を第５図及び第６図を参照しつつ簡単に説明す
る。

第５図に於いて、（10）はBSアンテナである。（11）は
アンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ又は平面ア
ンテナである。（12）は第１コンバータである。第１コ
ンバータ（12）は受信した12GHz帯の衛星放送信号（FM
映像信号）と内部の発振回路（13）の出力を混合回路
（14）で混合して約1GHz帯のFM映像信号（第１中間周波
数信号）（第1IF信号）を出力する。その出力変動は、
±1.5MHzまで許容されている。尚、この変動は、AFC動
作により補正される。

（16）はBSチューナである。（18）は第２ダウンコンバ
ータであり、第1IF信号を多チャンネル化に有利な例え
ば402.78MHzの第2IF信号に変換する。（20）（24）は自
動利得制御用増幅回路である。（22）は混合回路であ
る。（26）は可変発振回路、（28）は1/2分周を行う前
置プリスケーラ、（30）はPLLループ用回路である。こ
のPLLループ用回路（30）は回路（26）（28）と共にPLL
ループを形成する。選局用マイクロコンピュータ（マイ
コン）（32）は、PLLループ用回路（30）内蔵プログラ
ムデバイダの分周比を切り換えることにより、受信チャ
ンネルを切り換えると共に、微同調のためのAFCも行
う。尚、一般的なPLLループについては、特開昭60-7753
3号（H04B1/16）等に示され、周知であるので説明は省
略する。

（34）はFM復調ブロックである。（36）は第2IF用フィ
ルタ、（38）はアンプ、（40）はPLL型FM復調回路であ
る。（42）はAGC電圧を作成するAGC検波回路である。
（44）はECL製1/256分周回路である。

（46）は1/256分周回路の出力信号を直接カウントする
カウンタ回路である。このカウンタ回路（46）はリセッ
トとカウント動作期間をマイコン（32）により制御さ
れ、カウントデータをこのマイコン（32）に出力してい
る。

（48）は音声DPSK信号復調回路である。（50）はPCMデ
コーダである。このPCMデコーダは例えば（株）東芝製
のTM4218Nであり、NTSC放送の音声PCM信号受信時に信号
（NSYNC）を出力する端子（50a）を備えている。（52）
はデジタルアナログ変換を行うと共にローパスフィルタ
より成る音声出力回路である。（54）はデジタル機器の
出力用エンコーダである。（56）はバッファアンプであ
る。（58）はローパスフィルタ・ディエンファシス回
路、（60）は三角波を除去するディスパーサル回路、
（62）は出力アンプである。（64）は出力処理ブロック
である。（66）は出力端子群である。（66a）（66b）は
音声出力端子、（66c）（66d）はDTA用光ケーブルコネ
クタ仕用出力端子、（66e）はビットストリーム用出力
端子、（66f）は有料放送デコーダ用出力端子、（66g）
は映像出力端子である。

（68）は同期分離回路であり、垂直同期信号パルス
（V_D）を抜出して、マイコン（32）に出力する。

上記動作を説明する。

このBSチューナ（16）は、所定期間、カウンタ回路（4
6）を動作せしめ、このカウントデータをマイコン（3
2）に入力する。マイコン（32）は、このデータと、基
準データとを比較することにより、第2IF信号の周波数
いずれを知る。そして、マイコン（32）は、このずれを
補正するべくPLL用回路（30）のプログラムデバイダの
分周比を可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン（32）
が垂直同期信号（V_D）より決定する。この所定期間（ga
te）を第６図に示す。

第６図の（ａ）はPLL型FM復調回路（40）の出力、
（ｂ）は同期分離回路（68）の出力、（ｃ）はマイコン
（32）より出力されるカウンタ回路（46）のリセット信
号（cl）、（ｄ）はマイコン（32）より出力されるカウ
ンタ回路（46）のカウンタ動作期間指定信号（gate）で
ある。

動作を第５図を参照しつつ説明する。

同期分離回路（68）から垂直同期信号パルス（V_D）が、
マイコン（32）に入力されると、マイコン（32）はリセ
ット信号（Cl）を出力する。そして、垂直同期帰線期間
（1024μ秒間）（Ａ）ゲート信号を出力してカウンタ回
路（46）のカウント動作を許容する。そして、期間
（Ｂ）の間このゲート信号（gate）の出力を休止した後
に再び1024μ秒の間（Ｃ）ゲート信号（gate）を出力す
る。そして、マイコン（32）はこの後の期間（Ｄ）にカ
ウンタ回路（46）のカウントデータを読み取る。そし
て、エネルギー拡散信号である三角波の影響を除去する
ために、マイコン（32）は、２フレーム期間の４つのカ
ウント結果を加算し４で割った値と、NTSC放送受信時の
基準データ値とを比較して、第2IF信号の周波数の「ず
れ」を検出して、PLL用回路（30）の分周比を可変し
て、AFC動作を行う。

尚、カウンタ回路（46）を映像期間中に動作させるの
は、NTSC放送の場合、主搬送波周波数制御方式として送
信用の平均値AFCを採用しているためである。又、第６
図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィールドごとに
6m秒、4m秒、6m秒、8m秒と可変して、画面の各部の周波
数の値を検出して、明るさのバラツキによる変動を防止
している。

このように、マイコン（32）は、２フレーム期間ごと
に、PLL用回路（30）を制御して平均値AFCを行う。尚、
１フィールドごとにPLL用回路（30）を制御する場合
は、過去４回のカウント結果を平均するようにして、こ
れを基準データと比較して、AFC動作を行なっても良
い。

又、上記例では、４フィールド（２フレーム）期間の４
つのカウント結果を平均化したが、これは、４、６、８
フレーム期間でも良い。

尚、このBSチューナでMUSE信号（NHKが開発した高品位T
V信号を帯域技術により変換された信号）をFM変調した
衛星放送（一般にハイビジョン放送と呼ばれている）を
も受信する場合は、MUSE信号用の拡散信号の周期に合わ
せて何フィールドのカウント値を平均するかをNTSC方式
の場合と切り換える。又、カウンタ回路（46）を動作せ
しめる期間も、当然MUSE受信の場合は、MUSE信号のクラ
ンプ・レベル期間に切り換える。尚、MUSE信号について
は、日経マグロウヒル社発行の雑誌「日経エレクトロニ
クス1987年11月２日号No.433」のP189-P212に日本放送
協会二宮佑一著「衛星を使うハイビジョン放送の伝送方
式MUSE」として示されており、周知の技術である。

しかしながら、第７図に示す様にMUSE信号のクランプ・
レベル期間は、NTSC放送の帰線期間（1024μ秒）に比べ
非常に短かく（23μ秒）、さらにカウンタ回路を動作せ
しめる期間はさらに短く（15〜17μ秒）なり、この期間
のカウントでAFC動作を精度良く行なうことは無理であ
る。

つまり、MUSE放送受信時には、カウンタ回路の１カウン
ト当たりの第2IF信号の変移「ずれ」の検出精度は約17M
Hzとなり、とても、AFC動作を行なえるものではない。

依って、1/256分周器（44）を使用せず第2IF信号を直接
カウンタ回路（46）でカウントすれば良い。しかし、40
2.78MHzの第2IF信号をカウントする高速カウンタ回路は
ECLで作成することは困難である。つまり、ECLでも、第
５図の如く、単純に分周する分周回路（44）しか実用困
難である。

これは、第2IF信号をECLの分周回路で1/2〜1/4にした信
号でもカウントは実現困難である。又、これ以上分周す
ると１カウント当たりの検出精度が粗くなりすぎて実用
上問題が生じる。これは、第2IF信号の周波数の変動分
も同時に分周されるからである。尚、1/2の時に、もし
カウントできると、その時の１カウント当たりの検出精
度は約130KHz、1/4の時は約260KHzである。

そこで、MUSE受信時は通常のキードAFCを行うことが考
えられる。第８図に、この例を示す。（70）はMUSEデコ
ーダである。このデコーダ（70）は高品位テレビ信号を
出力すると共に、MUSE信号入力時にのみクランプレベル
信号期間を示す信号（キードAFCパルス信号）（Ｐ）を
出力する。

（72）はMUSE信号用バッファ、（72a）は出力端子、（7
4）はキードAFCパルス信号入力端子（ハイビジョン放送
対応端子）、（76）はクランプレベル信号をサンプリン
グするサンプルホールド回路、（78）はサンプルホール
ド回路（76）の値をデジタル値に変換するA/D変換器で
ある。マイコン（32）は、MUSE受信時には、このA/D変
換器（78）からの値と、MUSE受信時用基準データとを比
較して「ずれ」を検出し、PLL用回路（30）を制御してA
FC動作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号を
サンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、BS
チューナの高精度高応答性を実現することは無理であっ
た。

このため、第2IF信号と、ダウンコンバート用高安定発
振回路からの発振信号とを混合して周波数変換し、この
周波数変換された信号（仮に第3IFと称す）をカウント
することにより、第2IF信号の「ずれ」を検出すること
が考えられている。

第９図第10図を参照しつつこの従来例を説明する。

第９図に於いて、（80）はAFC用ダウンコンバータ回路
であり、402.78MHzの第2IF信号を24.78MHzの第3IF信号
に変換する。（82）はアンプ、（84）は378MHzで発振す
る高安定発振回路、（86）は混合回路、（88）は24.78M
Hz信号のバンドパス用アンプである。（90）は1/16分周
回路である。（SW1）は切り換えスイッチである。この
スイッチ（SW1）はNTSC放送受信時には、Ｎ側に接続さ
れる。

（92）は受信モード判別回路であり、同期信号とキード
AFCパルス信号により「NTSC放送受信時か」、「MUSE放
送受信時か」、「それ以外か」を判別してマイコン（3
2）に出力すると共に、スイッチ（SW1）をMUSE受信時に
Ｍ側に切り換え、NTSC受信時にＮ側に切り換える。

（94）はNTSC受信時用カウンタ制御パルス作成回路であ
り、同期信号を入力して第６図のゲート信号（gate）、
クリア信号（Cl）、垂直同期信号（V_D）を出力する。

（96）はMUSE受信時用カウンタ制御パルス作成回路であ
り、キードAFCパルス（Ｐ）を入力して、第２ゲート信
号（gate2）、第２クリア（Cl2）、カウンタデータ読み
取り制御信号（V_D２）を作成する。そして、選択出力回
路（98）は、受信モードに応じて、この２つのパルス作
成回路（94）（96）からの信号を、選択してカウンタ回
路（46）とマイコン（32）に出力する。

（100）はAFC禁止回路であり、MUSE受信時で且つAGC電
圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（SW2）を開いて、
読み取り制御信号（V_D２）の入力を遮断してAFC動作を
禁止する。これは、弱電界受信時には、AFC動作の信頼
性が低下するからである。尚、NTSC放送受信時には、少
々第2IF信号が欠落しても、サンプル時間が長いので、A
FCは大きくは誤動作しない。

上記動作を第９図第10図第６図を参照しつつ説明する。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネル
を受信するための標準分周比データをマイコン（32）が
PLL用回路（30）に出力する。そして、この分周比デー
タでしばらくの間受信を行う。

そして、この後、受信判別回路（92）が同期信号により
NTSC受信モードであると判別すると、選択出力回路（9
8）はカウンタ回路（46）にクリア信号（Cl）［第６図
のＣ］とゲート信号（gate）［第６図ｄ］を出力し、マ
イコン（32）に垂直同期信号（V_D）を出力する。又、NT
SC受信モードであることはマイコン（32）にも知らされ
マイコンはNTSC用AFC動作を開始する。そして、スイッ
チ（SW1）はＮ側に接続される。

つまりカウンタ回路（46）は、第５図と同様に動作し、
マイコン（32）は、カウンタ回路（46）のカウント終了
後にカウントデータを読み込んで、４フィールド間の平
均化を行ないNTSC受信時用基準データと比較する。そし
て、第2IF信号の「ずれ」を検出し、前述と同様にPLL用
回路（30）の分周比を可変してAFC動作を行う。

又、選局後、端子（72a）より出力された信号が図示省
略したMUSEデコーダに入力され、このMUSEデコーダがMU
SE信号であると判断すると、このBSチューナ（16）の端
子（74）よりキードAFCパルス信号（Ｐ）が入力され
る。そして、受信判別回路（92）は、このキードAFCパ
ルス信号（Ｐ）によりMUSE受信モードであると判別す
る。スイッチ（SW1）はＭ側に接続され、マイコン（3
2）はMUSE用AFC動作を開始する。

選択出力回路（98）はMUSE用カウンター制御パルス作成
回路（96）で作成した第２ゲート信号（gate2）第２ク
リア信号（Cl2）制御信号（V_D２）を出力する。

この信号を第10図に示す。第10図（ａ）はMUSE信号に重
畳される三角波を示している。（ｂ）はMUSEデコーダよ
り出力されるキードAFCパルス信号を示している。
（ｃ）は第２クリア信号（Cl2）、（ｄ）は第２ゲート
信号（gate2）を示している。（ｅ）は制御信号（V
_D２）を示している。

この第10図からも分る様にクランプ・レベル信号期間で
あるキードAFCパルス信号出力期間は、三角波の丁度中
央電位である。依って、MUSE信号受信時は、三角波の影
響により、カウンタ回路（46）のカウントデータ値がフ
ィールドごとに変動することはない。従って、１回のカ
ウントデータでも論理上は、三角波の影響なしにAFC動
作を行なえる。しかし、実際には、この三角波とMUSE信
号の重畳時のズレ、キードAFCパルス信号の検出遅れ等
により、やはり、最低でも１週期（１フレーム）の間に
サンプルした２つのデータを平均化しなくてはならな
い。

尚、この従来例では、信頼性を高めるために２フレーム
期間の４つのデータの平均と、MUSE受信時用基準データ
とを比較してAFC動作を行っている。さらに、この４つ
のデータの内、あまりにも大きく他のデータと、かけ離
れたカウントデータをマイコン（32）は除外して平均化
を行う安全策を採用している。又、あまりにも大きく、
基準データからかけ離れたカウントデータを除外して、
過去４回のカウントデータを平均化しても良い。

第11図に他の従来例を示す。この第11図は第５図の従来
例と同様にマイコン（32）でNTSC受信時のクリア信号
（Cl）とゲート信号（gate）を作成するタイプである。
又、NTSC受信時のカウンタ回路（46）へのカウント入力
も第2IF信号の1/256分周信号である。

このマイコン（32）は、同期分離回路（68）から垂直同
期信号（V_D）が入力されるとNTSC放送受信時であると判
別してNTSC用のAFC動作を行う。又、キードAFCパルス信
号（Ｐ）が入力されるとMUSE放送受信時であると判別し
て、MUSE用のAFC動作を行う。そして、両信号とも入力
されない時は、AFC動作を停止する。つまり、PLL用回路
（30）の分周比の変更を行なわず、分周比は前値ホール
ドされる。

（93）はMUSE放送受信時判別回路であり、MUSE放送時に
スイッチ（SW3）を開放して、誤って垂直同期信号パル
ス（V_D）が入力されるのを防止する。又、この判別回路
（93）は、常時、Ｎ側に接続されているスイッチ（SW
6）（SW7）（SW1）を、MUSE放送時にＭ側に切り換え
る。

（SW4）は常閉スイッチ、（SW5）は常開スイッチ、（10
2）はゲートパルス作成回路である。このゲートパルス
作成回路（102）は、第12図（ｂ）のキードAFCパルス信
号（Ｐ）が入力されるつどに第12図（ｃ）の約1/60秒遅
延した遅延パルス信号（Ｇ）を出力する。そして、第12
図（ｃ）の期間（Ｇ）の間、常閉スイッチ（SW4）は開
放される。又、第12図（ｃ）の期間（Ｇ）の間、常開ス
イッチ（SW5）は閉じられる。つまり、このスイッチ（S
W4）（SW5）からは、60Hzの間隔で入力される正規のキ
ードAFCパルス信号（Ｐ）が通過し、ノイズ性パルスは
除去される。

（97）は第２クリア信号（Cl2）、第２ゲート信号（gat
e2）を作成するMUSE用カウンタ制御信号作成回路であ
る。カウンタ回路（46）のカウンタ動作期間は、精度良
く設定しないとAFC動作の誤動作の原因となるので、本
実施例では10MHzの発振回路（104）の出力で第２ゲート
信号（gate2）期間を設定する。

（104）は10MHzの発振回路であり、第13図（ｂ）のクロ
ック信号を出力する。（106）はキーパルス同期回路で
ある。このキーパルス同期回路（106）は、第13図
（ａ）のキードAFCパルス信号（Ｐ）が入力された後に
クロック信号が入力されたタイミングで第13図（ｃ）の
第２クリア信号（Cl2）を出力する。（108）は、この第
２クリア信号（Cl2）によりクリアされるカウンタであ
る。（110）はゲート信号作成回路であり、第２クリア
信号（Cl2）により、セットされて第13図（ｄ）の第２
ゲート信号（gate2）を立ち上げる。ゲート信号作成回
路（110）はカウンタ（108）の動作を許容する第13図
（ｅ）の信号（ｋ）を出力する。

依って、カウンタ（108）はクロック信号のカウントを
開始する。カウンタ（108）はクロック信号を160個カウ
ントすると第13図（ｆ）のリセット信号（Ｒ）を出力す
る。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート信号作成回
路（110）は第２ゲート信号（gate2）を立ち下げる。
又、ゲート信号作成回路（110）は信号（ｋ）をローレ
ベルとしてカウンタ（108）の動作を禁止する。

（85）は第3IF信号作成用の高安定発振回路である。（1
12）は378MHzの発振回路、（114）は4MHzの水晶（精度1
0^-5）を備えたECLプリスケーラを内蔵したPLL用回路で
あり、この分周比は固定である。この様に、従来では、
PLLループを形成して発振回路（112）を制御して、その
発振周波数変動を±37.8KHz以内に抑さえこんだ。

尚、このBSチューナでも、MUSE放送の弱電界受信対策を
行なっても良い。例えば、前例と同様にAGC信号によ
り、弱電界受信時を検出してAFC動作を停止しても良
い。又、弱電界になるほど、平均化するための期間を、
（例えば８フレーム期間になるように）長く設定変更し
ても良い。又、キードAFCパルス信号の入力期間にラン
プを点灯してMUSE放送受信モードであることを知らして
も良い。又、同期信号又は、第５図のPCMデコーダ（5
0）の端子（50a）出力を利用して、ランプを点灯してNT
SC放送受信時であることを知らせる様にしても良い。

又、MUSEデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、UHF、VHF、CATV受信用のTVチューナも内蔵する様に
しても良い。尚、この時、発振回路（84）（112）の発
振周波数はTVのチャンネル伝送帯域に重ならないように
チャンネルとチャンネルの間の周波数に設定する。

第14図に他の従来例を示す。尚、第11図と同一部分には
同一符号を付して重複説明を省略する。第14図に於い
て、（130）はゲートアレイICである。つまり、この従
来例では、回路をIC化している。そして、このゲートア
レイ（130）は、第3IFの有無を検出して、第3IFが無い
時にAFC動作を停止せしめる（前値ホールドする）もの
である。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンコンバ
ータ（80）が故障した時には、AFCが誤動作するため、
このAFC動作を停止せしめる安全策を、このゲートアレ
イIC（130）が採用している。

第14図に於いて、（93′）はMUSE放送受信時判別回路で
あり、MUSE受信時であることを選局用マイコン（32′）
に知らせる。又、この判別回路（93′）はスイッチ（SW
3′）を切り換える。つまり、通常Ｎ側に接続されたス
イッチ（SW3′）をMUSE受信時にＭ側に切り換えて、カ
ウンタ制御信号作成回路（97）で整形したキードAFCパ
ルス（疑似第２ゲート信号）（gate2′）を選局用マイ
コン（32′）に入力する。

選局用マイコン（32′）は、判別回路（93′）からの信
号により、NTSC受信時か、MUSE受信時かを認識して、そ
のモード用のプログラムを実行する。そして、スイッチ
（SW3′）からの垂直同期信号または疑似第２ゲート信
号（gate2′）の立ち下がりによりタイミングを設定さ
れてカウンタ回路（46）のデータを取り込む。

（120）はこの従来例の特徴を示すＤフリップフロップ
である。このＤフリップフロップ（120）のクロック端
子（CK）には第3IF信号が供給される。つまり、このＤ
フリップフロップ（120）は、第11図の第２ゲート信号
（gate2）を第3IF信号の周期で遅延した疑似第２ゲート
信号（gate2′）を出力する。もし、第3IF信号が無くな
ると、このＤフリップフロップ（120）は第3IF信号が無
くなる前の値（通常は０）を保持する。このため、選局
マイコン（32′）には、疑似第２ゲート信号（gate
2′）は与えられず、選局マイコン（32′）はデータの
取り込みを行なわず、AFC動作は実質的に停止する。

つまり、第14図では、第11図と同様にして作成した第２
ゲート信号（gate2）をＤフリップフロップ（120）のＤ
端子に入力する。第3IF信号は、Ｄフリップフロップ（1
20）のクロック端子（CK）に入力される第3IF信号がな
くなると、Ｄフリップフロップ（120）の出力端子
（Ｑ）からは、通常出力（疑似第２ゲート信号、gate
2′）は無くなる。そして、この疑似第２ゲート信号（g
ate2′）の立ち下がりは、選局マイコン（32′）でデー
タの読み込みタイミング用のパルスとして使用されてい
るので、選局マイコン（32′）はデータの読み込みを停
止する。

この為、第3IF信号が無くなった時点でのAFC動作による
PLL用回路（30）の値が保持される。

上記の如く、第14図の従来例では、第3IF信号が無くな
ると疑似第２ゲート信号（gate2′）の選局マイコン（3
2′）への供給を停止して、AFC動作を停止せしめてい
る。

尚、上記従来例では、ゲート信号作成回路（110）とス
イッチ（SW7）との間にＤフリップフロップ（120）を設
けたが、これはスイッチ（SW7）とスイッチ（SW3′）と
の間に設けても良い。

又、この従来例では、Ｄフリップフロップ（120）１個
で第3IF信号欠落時の誤動作を防止したが、これは別
に、第3IF信号の欠落状態検出回路と、この検出回路の
出力で選局マイコン（32′）のMUSE受信時のAFC動作を
停止せしめる停止回路とを、別々に設けて実施しても良
い。尚、この様にすれば、信頼性は向上する。又、第１
図の回路にも当然適用出来、NTSC受信時にもNTSCのAFC
動作を停止（前値ホールド）しても良い。

上記の従来例において、AFC用ダウンコンバータ回路（8
0）から出力される第3IF信号の周波数は、このBSチュー
ナに内蔵された、又は近接配置される通常のVHF、UHF、
CATVチューナに悪影響を与えないように、たとえば、第
15図に示すように設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用TVに
おいては、音声中間周波数信号SIFの周波数は54.25MH
z、映像中間周波数信号VIFの周波数は58.75MHzに設定さ
れている。BSチューナのAFC用ダウンコンバータ回路（8
0）から出力される第3IF信号（IF）の周波数が24.78MHz
に設定されると、その第3IF信号の第２高調波（IF2）の
周波数は49.56MHzとなる。このように、第3IF信号の第
２高調波の周波数が音声中間周波数信号の周波数および
映像中間周波数信号の周波数と重ならないように、第3I
F信号の周波数が設定される。また、第3IF信号の第３高
調波（IF3）の周波数が音声中間周波数信号（SIF）およ
び映像中間周波数信号（VIF）の周波数と重ならないよ
うに、第3IF信号の周波数が設定される。

また、AFC用ダウンコンバータ回路（80）に含まれる発
振回路（84）、（112）の発振周波数は、第16図に示す
ように、日本のテレビジョン放送においては、VHF帯とU
HF帯との間に、空き領域が存在（SR）する。したがっ
て、発振回路（84）、（112）から出力される発振信号
（OSC）の周波数が222MHz〜470MHzの間に設定される。
この場合において、発振信号（OSC）の第２高調波成分
（OSC2）がいずれかのチャンネルにおける映像キャリア
（fp）および音声キャリア（fs）の周波数と重ならない
ように、発振信号（OSC）の周波数が設定される。たと
えば、発振信号（OSC）の周波数が378MHzに設定される
と、第２高調波成分（OSC2）の周波数は60チャンネルの
映像キャリア（fp）の周波数と音声キャリア（fs）の周
波数とのちょうど中間になる。

もし、第17図に示すように、VHF帯とUHF帯との間の空き
領域にチャンネルが割当てられると、発振回路（84）、
（112）から出力される発振信号の周波数は、それらの
チャンネルにおける映像キャリア（fp）の周波数および
音声キャリア（fs）の周波数と重ならないように設定さ
れる。第17図においては、発振信号の周波数が、音声キ
ャリア（fs）の周波数377.75MHzと映像キャリア（fp）
の周波数379.25MHzとの間の378MHzに設定されている。
又、この378MHzは、ちょうどチャンネルとチャンネルの
間の境の周波数である。

以上のように、上記従来例によれば、第2IF信号が周波
数混合方式により第3IF信号に変換される。そのため、
第2IF信号の変動分は分周されない。したがって、第2IF
信号の周波数変動が精度良く検出されることができ、高
精度のAFC動作が可能となる。

（ハ） 発明が解決しようとする課題 このように、BSチューナでハイビジョン放送を受信する
ためには、第２中間周波数信号をダウンコンバートする
ダウンコンバータ（80）が必要となり、コストアップと
なる。又、このダウンコンバータ（80）の発振周波数
（OSC）及び第３中間周波数（IF3）の選定が厄介であ
る。

（ニ） 課題を解決するための手段 本発明は、プログラマブル分周器を含みそのプログラマ
ブル分周器の分周比を変えることにより、受信チャンネ
ルを切り換えるように構成されたPLL回路（30）と、 該PLL回路（30）により第１中間周波数信号と混合され
る局部発振周波数信号を作成し、前記第１中間周波数信
号と前記局部発振周波数信号とにより第２中間周波数信
号に変換するコンバータと、 前記第２中間周波数信号を分周し、この分周出力を所定
時間の間、カウントするカウンタ回路（46）と、 このカウンタ回路（46）の動作タイミングを制御すると
共にカウント結果を入力してAFC動作を行う制御回路（3
2）と、 受信状態がMUSE信号受信時か否かを判別してMUSE判別信
号を前記制御回路（32）に出力するMUSE判別回路（12
0）と、 MUSE判別信号入力時にキードAFCパルス（Ｐ）を前記制
御回路（32）に入力し、MUSE判別信号非入力時に垂直同
期信号パルス（V_D）を前記制御回路（32）に入力するス
イッチ回路（122）とを備え、 前記制御回路（32）は、MUSE信号の入力時には前記スイ
ッチ回路（122）からのパルス信号によりカウンタ回路
（46）を３値音声信号が内挿されている垂直帰線期間の
間、動作せしめてそのカウント結果を入力し、又、MUSE
信号の非入力時には、垂直帰線期間及び映像信号期間の
所定時間の間、カウンタ回路（46）を動作せしめてカウ
ント結果を入力し、これらのカウント結果を平均化して
前記第２中間周波数のずれを検出して前記PLL回路（3
0）を制御することを特徴としている。

又、本発明は、第２中間周波数信号を分周し、この分周
出力をカウントするカウンタ回路（46）と、 このカウンタ回路（46）の動作タイミングを制御すると
共にカウント結果を入力してAFC動作を行う制御回路（3
2）（122）と、 受信状態がMUSE信号受信時か否かを判別してMUSE判別信
号を前記制御回路（32）（122）に出力するMUSE判別回
路（120）とを備え、 前記制御回路（32）（122）は、MUSE信号受信時にキー
ドAFCパルス（Ｐ）にタイミング制御されて３値音声信
号が内挿されている垂直帰線期間の間、前記カウンタ回
路（46）を動作せしめて前記第２中間周波数信号の周波
数を検出してAFC動作を行うと共に、NTSC信号受信時に
は垂直同期信号パルス（V_D）にタイミング制御されて垂
直帰線期間及び映像期間を含む所定時間の間、前記カウ
ンタ回路（46）を動作せしめて前記第２中間周波数信号
の周波数を検出してAFC動作を行なうことを特徴とす
る。

（ホ） 作用 本発明は、ハイビジョン放送の場合、レベル変動が小さ
い音声信号期間の第２中間周波数信号の分周信号をカウ
ントすることにより、第２中間周波数信号の周波数を検
出して、AFC動作を行う。

これは、音声信号期間のレベルは、平均化すると中間レ
ベルとなるからである。

つまり、映像期間は、その時の画像が明るい画面か暗い
画面かで、大きくそのレベルが変動する。そのため、こ
の信号をFM変調した信号である第２中間周波数信号の周
波数もその画面の明暗に応じて大きく変動する。

これに対して、音声信号期間は、平均化すると中間レベ
ル（128/256）に近い。

これは、まず音声信号が第３図に示す如く中間レベル
（128/256）を含む３値信号として送られており、しか
も、その正ピーク（２）と負ピーク（０）の値が映像信
号に比べて小さいからである。

又、この音声信号のデータ圧縮のための符号化は準瞬時
圧伸差分符号化を用いているが、基本的な符号化は、２
の補数（２′Ｓコンプリメント）を用いている。この２
の補数による符号化は、例えば第４図に示す如く、入力
される信号の変動が小さくても正負対称の信号であれば
略「０」と「１」の発生する確率が一方に偏ることはな
い。

このように音声信号期間の周波数を検出して、平均化す
れば、そのレベルは、略中間レベルとなり、音声の内容
に関係なく平均的な、第２中間周波数を検出出来る。

（ヘ） 実施例 第１図に本発明の一実施例を示す。尚、図に於いて、従
来例と同一部分には同一符号を付した。

第１図に於いて、（120）はMUSE受信の判別回路であ
る。この判別回路（120）はリトリガラブルモノマルチ
よりなる。そして、この判別回路（120）は、60Hz周期
でキードAFCパルス（Ｐ）が入力され続ける限り、MUSE
判別信号を出力し続ける。

（122）はスイッチ回路であり、MUSE判別信号が入力さ
れると、切り換わり、垂直同期信号パルス（V_D）の代わ
りにキードAFCパルス（Ｐ）をマイコン（32）に入力す
る。

（124）はバッファ回路（126）は出力反転回路である。

上記回路に於いて、通常受信時には、第５図の従来例と
同様に動作する。

又、MUSE放送（ハイビジョン放送）受信時には、MUSEデ
コーダ（70）よりキードAFCパルス（Ｐ）がBSチューナ
（16）に入力される。このキードAFCパルス（Ｐ）はバ
ッファ回路（124）を介して、リトリガラブルモノマル
チ（12に入力される。これにより、このモノマルチ（12
0）が駆動されて、MUSE判別信号を出力する。これによ
り、スイッチ（122）は同期分離回路（68）側より、出
力反転回路（126）側に接続される。これにより、マイ
コン（32）にはキードAFCパルス（Ｐ）が入力される。
マイコン（32）はキードAFCパルス入力時より、動作し
て、通常放送受信時と同様に1024μ秒期間、カウンタ回
路（46）を動作させて第2IF中間周波数信号の1/256分周
周波数をカウントする。このカウント期間は、第２図の
斜線部分に相当する。又、通常放送では、第６図ｄに示
した様に映像信号期間（Ｃ）もカウントしたが、MUSE信
号受信時には、行なわない。

つまり、選局用マイコン（32）は、MUSE判別信号の非入
力時は、スイッチ回路（122）からのパルス入力がある
と1024μ秒間カウントを行うと共にこれより所定期間離
れた期間（第６図ｄのｃ）のカウントを1024μ秒行う。
そして、これらを平均化している。

又、MUSE判別信号の入力時は、スイッチ回路（122）か
らのパルス入力があると1024μ秒間のカウントを行う。
そしてこれらを平均化している。

尚、本実施例では、キードAFCパルス（Ｐ）の入力の
「有」によりMUSE判別を行なったが、これは、同期分離
回路（68）の出力の「無」によりMUSE判別を行なっても
良い。又、両者を利用しても良い。

（ト） 発明の効果 上記の如く、本発明に依れば、ダウンコンバータを使用
することなくハイビジョン放送対応のBSチューナを実現
出来る。依って、ダウンコンバータの削除によりコスト
ダウンが図れる。又ダウンコンバータの削除により発振
周波数の選定、第３中間周波数の選定が不要となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図はカウント
期間を示す図である。 第３図及び第４図は本発明の動作を説明するための図で
ある。 第５図は第１の従来例を示す図、第６図はその波形図で
ある。 第７図はMUSE信号の信号割り当てを示す図である。 第８図は第２の従来例であり、ハイビジョン対応のBSチ
ューナの図である。 第９図は第３の従来例を示す図、第10図はその動作波形
図である。 第11図は第４の従来例を示す図、第12図第13図はその動
作波形図である。 第14図は第５の従来例を示す図である。 第15図第16図第17図はダウンコンバータによる周波数の
選定を説明するための図である。 （32）……マイコン（制御回路）、（46）……カウンタ
回路、（34）……FM復調ブロック、（122）……スイッ
チ回路（制御回路）、（Ｐ）……キードAFCパルス、（V
_D）……垂直同期信号パルス、（68）……同期分離回
路、（16）……BSチューナ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】プログラマブル分周器を含みそのプログラ
   マブル分周器の分周比を変えることにより、受信チャン
   ネルを切り換えるように構成されたPLL回路（30）と、 該PLL回路（30）により第１中間周波数信号と混合され
   る局部発振周波数信号を作成し、前記第１中間周波数信
   号と前記局部発振周波数信号とにより第２中間周波数信
   号に変換するコンバータと、 前記第２中間周波数信号を分周し、この分周出力を所定
   時間の間、カウントするカウンタ回路（46）と、 このカウンタ回路（46）の動作タイミングを制御すると
   共にカウント結果を入力してAFC動作を行う制御回路（3
   2）と、 受信状態がMUSE信号受信時か否かを判別してMUSE判別信
   号を前記制御回路（32）に出力するMUSE判別回路（12
   0）と、 MUSE判別信号入力時にキードAFCパルス（Ｐ）を前記制
   御回路（32）に入力し、MUSE判別信号非入力時に垂直同
   期信号パルス（V_D）を前記制御回路（32）に入力するス
   イッチ回路（122）とを備え、 前記制御回路（32）は、MUSE信号の入力時には前記スイ
   ッチ回路（122）からのパルス信号によりカウンタ回路
   （46）を３値音声信号が内挿されている垂直帰線期間の
   間、動作せしめてそのカウント結果を入力し、又、MUSE
   信号の非入力時には、垂直帰線期間及び映像信号期間の
   所定時間の間、カウンタ回路（46）を動作せしめてカウ
   ント結果を入力し、これらのカウント結果を平均化して
   前記第２中間周波数のずれを検出して前記PLL回路（3
   0）を制御することを特徴とするハイビジョン放送対応B
   Sチューナ。
2. 【請求項２】第２中間周波数信号を分周し、この分周出
   力をカウントするカウンタ回路（46）と、 このカウンタ回路（46）の動作タイミングを制御すると
   共にカウント結果を入力してAFC動作を行う制御回路（3
   2）（122）と、 受信状態がMUSE信号受信時か否かを判別してMUSE判別信
   号を前記制御回路（32）（122）に出力するMUSE判別回
   路（120）とを備え、 前記制御回路（32）（122）は、MUSE信号受信時にキー
   ドAFCパルス（Ｐ）にタイミング制御されて３値音声信
   号が内挿されている垂直帰線期間の間、前記カウンタ回
   路（46）を動作せしめて前記第２中間周波数信号の周波
   数を検出してAFC動作を行うと共に、NTSC信号受信時に
   は垂直同期信号パルス（V_D）にタイミング制御されて垂
   直帰線期間及び映像期間を含む所定時間の間、前記カウ
   ンタ回路（46）を動作せしめて前記第２中間周波数信号
   の周波数を検出してAFC動作を行なうハイビジョン放送
   対応BSチューナ。