JPH02143711A - トランジスタ回路 - Google Patents
トランジスタ回路Info
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- JPH02143711A JPH02143711A JP63298511A JP29851188A JPH02143711A JP H02143711 A JPH02143711 A JP H02143711A JP 63298511 A JP63298511 A JP 63298511A JP 29851188 A JP29851188 A JP 29851188A JP H02143711 A JPH02143711 A JP H02143711A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
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- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/09448—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET in combination with bipolar transistors [BIMOS]
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、バイポーラトランジスタと相補型MO8を同
一基板上に構成したバイポーラCMO8半導体集積回路
の基本回路の構成に関し、特にその構成においての0M
03回路との互換性に関する。
一基板上に構成したバイポーラCMO8半導体集積回路
の基本回路の構成に関し、特にその構成においての0M
03回路との互換性に関する。
従来、この種のバイポー90M08回路としては例えば
第4図〜第6図に示す様な回路構成があり、論理回路は
0MO8で構成し、出力回路をバイポーラトランジスタ
のプツシdプルで構成していた。さらに第7図の様に、
負荷容量からの電荷の引抜きをN型MO8FETを使用
して行なう回路がある。これらの回路はすべて2人力の
NAND回路であり、実現した機能はすべて同じある。
第4図〜第6図に示す様な回路構成があり、論理回路は
0MO8で構成し、出力回路をバイポーラトランジスタ
のプツシdプルで構成していた。さらに第7図の様に、
負荷容量からの電荷の引抜きをN型MO8FETを使用
して行なう回路がある。これらの回路はすべて2人力の
NAND回路であり、実現した機能はすべて同じある。
第4〜6図のバイポー90M08回路は負荷容量の充電
も放電もバイポーラトランジスタで行なっているため、
負荷容量が大きい場合も非常に高速に動作するが、第7
図のバイポー20M03回路では、バイポーラトランジ
スタは、充電の場合のみにしか使用せず、放電はN型の
MOSFETで行なっているため、第4〜6図の回路に
比べて負荷容量が大きい場合には低速になっていく可能
性がある。
も放電もバイポーラトランジスタで行なっているため、
負荷容量が大きい場合も非常に高速に動作するが、第7
図のバイポー20M03回路では、バイポーラトランジ
スタは、充電の場合のみにしか使用せず、放電はN型の
MOSFETで行なっているため、第4〜6図の回路に
比べて負荷容量が大きい場合には低速になっていく可能
性がある。
しかし、プロセスの進歩に伴い、MOSFETが微細化
され、サブミクロンルールとなってくると、負荷容量が
大きくなっても放電側はN型のMOSFETで充分バイ
ポーラ駆動並みの性能を得る事ができる。その上、バイ
ポー20M03回路を構成し、高速性を得るには高性能
なMOSFETとバイポーラトランジスタの組合せが必
要であり、このためには微細加工技術をさらに進める必
要があるがMOSFETは基本的に水平方平のデバイス
であり、微細化の恩恵を受けやすいがバイポーラトラン
ジスタは逆に垂直方向のデバイスであり、平面パターン
上での微細化の恩恵を受ける事が少ない。このため0M
08回路に比べ集積度の点で難点がある。さらに余分な
MOSFETや抵抗等が必要になり、基本回路を構成す
る際の配線のトポロジーが複雑になってくる。さらに、
バイポーラトランジスタはコレクタが基板に対して逆方
向にバイアスされる必要があり、基本的に個々の素子に
分離する必要があるため特に第4〜第6図の回路では、
基本回路は構成した場合の面積は0M08回路に比べか
なり大きくなってしまう。また、第4〜第5図及び第7
図の回路では、入力端子に接続されているMO8FE’
I’の数が0M08回路を構成するのに必要なFETの
1.5倍になっており、配線のトポロジーが難しくなり
、特に、マスタースライス方式の設計の場合0M08回
路との互換性がと九なくなり、また入力容量も増加する
。
され、サブミクロンルールとなってくると、負荷容量が
大きくなっても放電側はN型のMOSFETで充分バイ
ポーラ駆動並みの性能を得る事ができる。その上、バイ
ポー20M03回路を構成し、高速性を得るには高性能
なMOSFETとバイポーラトランジスタの組合せが必
要であり、このためには微細加工技術をさらに進める必
要があるがMOSFETは基本的に水平方平のデバイス
であり、微細化の恩恵を受けやすいがバイポーラトラン
ジスタは逆に垂直方向のデバイスであり、平面パターン
上での微細化の恩恵を受ける事が少ない。このため0M
08回路に比べ集積度の点で難点がある。さらに余分な
MOSFETや抵抗等が必要になり、基本回路を構成す
る際の配線のトポロジーが複雑になってくる。さらに、
バイポーラトランジスタはコレクタが基板に対して逆方
向にバイアスされる必要があり、基本的に個々の素子に
分離する必要があるため特に第4〜第6図の回路では、
基本回路は構成した場合の面積は0M08回路に比べか
なり大きくなってしまう。また、第4〜第5図及び第7
図の回路では、入力端子に接続されているMO8FE’
I’の数が0M08回路を構成するのに必要なFETの
1.5倍になっており、配線のトポロジーが難しくなり
、特に、マスタースライス方式の設計の場合0M08回
路との互換性がと九なくなり、また入力容量も増加する
。
この様に第4〜第6図の従来のバイポー90M08回路
は1つの基本回路にバイポーラトランジスタを2個使用
しているので、集積度の点で0M08回路に対してかな
り劣っているという欠点がある。さらに、第4〜第5図
、および第7図のバイポー20M03回路では、入力端
子に接続されているMOSFETの数が、0M08回路
を構成する際に必要なMOSFETの数と異っており、
0M08回路に比べ配線のトポロジーが難しくなるとい
う欠点がある。また、すべての従来のバイポー20M0
3回路は、0M08回路との互換性を考えた場合、バイ
ポー90M08回路を構成するためには、MOSFET
部のトポロジーを変更しなげればならないという欠点が
ある。
は1つの基本回路にバイポーラトランジスタを2個使用
しているので、集積度の点で0M08回路に対してかな
り劣っているという欠点がある。さらに、第4〜第5図
、および第7図のバイポー20M03回路では、入力端
子に接続されているMOSFETの数が、0M08回路
を構成する際に必要なMOSFETの数と異っており、
0M08回路に比べ配線のトポロジーが難しくなるとい
う欠点がある。また、すべての従来のバイポー20M0
3回路は、0M08回路との互換性を考えた場合、バイ
ポー90M08回路を構成するためには、MOSFET
部のトポロジーを変更しなげればならないという欠点が
ある。
本発明のバイポー20M03回路は、放電側をN型のM
OSFETを介して行ない、バイポーラトランジスタを
1個削除するとともに、充電側のベース電流を引き抜く
ための抵抗または電流の方向制御用のダイオードを有し
ている。
OSFETを介して行ない、バイポーラトランジスタを
1個削除するとともに、充電側のベース電流を引き抜く
ための抵抗または電流の方向制御用のダイオードを有し
ている。
このように、本発明のバイポー20M03回路では、回
路を構成する際に0MO3の回路の出力に対して、バイ
ポーラトランジスタと抵抗の対、あるいは、バイポーラ
トランジスタとダイオードの対を挿入するだけで電源・
接地への配線を含めた0M03回路のトポロジーを変更
する事なしに、出力インピーダンスの低いバイポー90
M08回路を構成する事ができるという相違点を有する
。
路を構成する際に0MO3の回路の出力に対して、バイ
ポーラトランジスタと抵抗の対、あるいは、バイポーラ
トランジスタとダイオードの対を挿入するだけで電源・
接地への配線を含めた0M03回路のトポロジーを変更
する事なしに、出力インピーダンスの低いバイポー90
M08回路を構成する事ができるという相違点を有する
。
次に本発明を図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例である。lはNPN型バイポ
ーラトランジスタであり、30P型MO3FETから供
給される電流をコレクタ接地回路として電流増幅し、容
■負荷に対して充電−を行なう。2は抵抗であり、負荷
を放電する際にバイポーラのベース電流を引き抜き過大
な貫通電流が流れるのを防止している。4はN型のMO
SFETでありこれらを介して負荷を放電する。)は電
源であり、接地6に対して正方向の電源である。
ーラトランジスタであり、30P型MO3FETから供
給される電流をコレクタ接地回路として電流増幅し、容
■負荷に対して充電−を行なう。2は抵抗であり、負荷
を放電する際にバイポーラのベース電流を引き抜き過大
な貫通電流が流れるのを防止している。4はN型のMO
SFETでありこれらを介して負荷を放電する。)は電
源であり、接地6に対して正方向の電源である。
7〜9は入力端子であり、ここに加えられた電圧レベル
により、10の出力端子が変化する。
により、10の出力端子が変化する。
この回路では、出力のハイレベルは1のバイポーラトラ
ンジスタでVBEのオフセット分、立上がったのち、抵
抗2により、電源と同一のレベルまでHレベルがもち上
がり、雑音余裕はCMOSと同時に大きい。さらに次段
の回路に対して、リーク電流が増加する問題は解決され
る。
ンジスタでVBEのオフセット分、立上がったのち、抵
抗2により、電源と同一のレベルまでHレベルがもち上
がり、雑音余裕はCMOSと同時に大きい。さらに次段
の回路に対して、リーク電流が増加する問題は解決され
る。
この回路は第8図(A)に示す様に0M03回路から簡
単に構成する事が可能である。ここで2の抵抗の大きさ
はMOSFETやバイポーラトランジスタの大きさに依
存するが数にΩ程度である。
単に構成する事が可能である。ここで2の抵抗の大きさ
はMOSFETやバイポーラトランジスタの大きさに依
存するが数にΩ程度である。
この抵抗が小さすぎるとバイポーラトランジスタへのベ
ース電流の供給が減り、負荷容量を充電するのに要する
時間が増加する。また逆に大きすぎると立上がり時にベ
ース電流が充分に引き抜けずに貫通電流が増加するため
消費電力が増加する。
ース電流の供給が減り、負荷容量を充電するのに要する
時間が増加する。また逆に大きすぎると立上がり時にベ
ース電流が充分に引き抜けずに貫通電流が増加するため
消費電力が増加する。
なお、第1図の回路は論理回路的には第3図で示される
。
。
第2図は本発明の他の実施例である。11はバイポーラ
トランジスタであり、13の0MO8論理ゲートのP型
MO3FETからの電流を受けてコレクタ接地で電源増
幅を行なう。さらに12のダイオードは、充電の際は逆
バイアスされ、P型MO3FETから供給される電流を
すべて、ベースに供給し放電の際は順方向となり、N型
MO8FETへ電流を流す、電流の方向を制御するため
のダイオードである。
トランジスタであり、13の0MO8論理ゲートのP型
MO3FETからの電流を受けてコレクタ接地で電源増
幅を行なう。さらに12のダイオードは、充電の際は逆
バイアスされ、P型MO3FETから供給される電流を
すべて、ベースに供給し放電の際は順方向となり、N型
MO8FETへ電流を流す、電流の方向を制御するため
のダイオードである。
この回路の場合、放電時のバイポーラトランジスタへの
ベース電流の引き抜きは0MO8の論理回路を構成して
いるN型のMOSFETにより行なわれる。15は電源
、16は接地であり、17〜19が入力端子、20が出
力端子である。この回路の場合、Hレベルは、電源電位
からVBE分落ち、またLレベルも接地電位からダイオ
ードのビルトインポテンシャル分上昇するため、論理振
幅が小さくなり、動作時の消費電力は小さくなる。12
で使用されるダイオードはより高積時間の短いジョツキ
−バリアダイオードを使用すれば高速化の点で有利であ
る。この回路は第8図(B)のように構成される。
ベース電流の引き抜きは0MO8の論理回路を構成して
いるN型のMOSFETにより行なわれる。15は電源
、16は接地であり、17〜19が入力端子、20が出
力端子である。この回路の場合、Hレベルは、電源電位
からVBE分落ち、またLレベルも接地電位からダイオ
ードのビルトインポテンシャル分上昇するため、論理振
幅が小さくなり、動作時の消費電力は小さくなる。12
で使用されるダイオードはより高積時間の短いジョツキ
−バリアダイオードを使用すれば高速化の点で有利であ
る。この回路は第8図(B)のように構成される。
以上説明した様に本発明は、バイポーラ0M08回路に
おいて、放電側をN型MO8FETを介して行ない、か
つ充電側のベース電流を引き抜くための抵抗、あるいは
電流の方向制御用のダイオードを含む事により、CMO
8回路対して、非常に互換性の高いバイポーラ0M03
回路を実現し、さらに面積的にも、0MO3に対しての
増加を抑えた新しいバイポーラCMOS回路を提供でき
る効果がある。またCMOS回路にの出力に対して直接
接続するだけで駆動能力の高いバイポーラ0M03回路
が構成可能となる。さらに本発明の回路は3v程度の低
電圧領域でも、0M08回路に比べ、非常に高速である
。
おいて、放電側をN型MO8FETを介して行ない、か
つ充電側のベース電流を引き抜くための抵抗、あるいは
電流の方向制御用のダイオードを含む事により、CMO
8回路対して、非常に互換性の高いバイポーラ0M03
回路を実現し、さらに面積的にも、0MO3に対しての
増加を抑えた新しいバイポーラCMOS回路を提供でき
る効果がある。またCMOS回路にの出力に対して直接
接続するだけで駆動能力の高いバイポーラ0M03回路
が構成可能となる。さらに本発明の回路は3v程度の低
電圧領域でも、0M08回路に比べ、非常に高速である
。
第1図は本発明の第1の実施例の回路図、第2図は本発
明の第2の実施例の回路図、第3図は、第1図および第
2図の回路の論理回路図、第4図から第7図は従来のバ
イポーラCMOS回路図、第8図は、0M08回路から
本発明のCMO8回路互換型バイポーラCMO8回路を
構成する場合の実現方法を示した模式図である。 1.11・・・・・・NPN型バイポーラトランジスタ
、2・・・・・・抵抗、3・・・・・・P型MO8FE
T群、4・旧・・N型MO8FET群、5,15・旧・
・正の電源、6.16・・・・・・接地、7,17・・
・・・・入力端子であり、第3図の21に対応する。8
,18・旧・・入力端子であり、第3図の22に対応す
る。9,19・・団・入力端子であり、第3図の23に
対応する。10゜20・・・・・・出力端子であり、第
3図24に対応する。 12・・・・・・ダイオードであり、電流の方向を制御
する。13・・・・・・0MO3論理ゲート、14・・
団・CMOS論理ゲートの出力端子。
明の第2の実施例の回路図、第3図は、第1図および第
2図の回路の論理回路図、第4図から第7図は従来のバ
イポーラCMOS回路図、第8図は、0M08回路から
本発明のCMO8回路互換型バイポーラCMO8回路を
構成する場合の実現方法を示した模式図である。 1.11・・・・・・NPN型バイポーラトランジスタ
、2・・・・・・抵抗、3・・・・・・P型MO8FE
T群、4・旧・・N型MO8FET群、5,15・旧・
・正の電源、6.16・・・・・・接地、7,17・・
・・・・入力端子であり、第3図の21に対応する。8
,18・旧・・入力端子であり、第3図の22に対応す
る。9,19・・団・入力端子であり、第3図の23に
対応する。10゜20・・・・・・出力端子であり、第
3図24に対応する。 12・・・・・・ダイオードであり、電流の方向を制御
する。13・・・・・・0MO3論理ゲート、14・・
団・CMOS論理ゲートの出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、コレクタが電源に接続され、ベースとエミッタ間に
抵抗が接続されたバイポーラトランジスタと、のトラン
ジスタのベースに、電源に対して負論理を構成する一導
電型MOSトランジスタ群が接続され、前記バイポーラ
トランジスタのエミッタに接地に対して正論理を構成す
る逆導電型MOSトランジスタ群が接続され、前記バイ
ポーラトランジスタのエミッタに接続された負荷容量に
対する電荷の放電を前記逆導電型MOSトランジスタを
介して行なう事を特徴とするトランジスタ回路。 2、前記一導電型MOSトランジスタの数と前記逆導電
型MOSトランジスタの数が、等しい事を特徴とする特
許請求の範囲第1項記載のトランジスタ回路。 3、コレクタが電源に接続され、ベース・エミッタ間に
ベース・エミッタ接合と逆向にダイオードが接続された
バイポーラトランジスタと、CMOSトランジスタ回路
で構成される論理ゲートの出力端子に対して、該バイポ
ーラトランジスタのベースが接続され、該バイポーラト
ランジスタのエミッタを出力端子として導出し、この出
力端子に接続された負荷容量に対する放電を該ダイオー
ドを経由して、該CMOSトランジスタ回路のN型MO
Sトランジスタを介してのみ行なう事を特徴とするトラ
ンジスタ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63298511A JPH02143711A (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | トランジスタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63298511A JPH02143711A (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | トランジスタ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02143711A true JPH02143711A (ja) | 1990-06-01 |
Family
ID=17860666
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63298511A Pending JPH02143711A (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | トランジスタ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02143711A (ja) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57141128A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Toshiba Corp | Complementary mos logical circuit |
JPS5911034A (ja) * | 1982-07-12 | 1984-01-20 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
JPS6027227A (ja) * | 1983-07-25 | 1985-02-12 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
JPS62272620A (ja) * | 1986-04-28 | 1987-11-26 | インタ−ナショナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−ション | 論理回路 |
-
1988
- 1988-11-25 JP JP63298511A patent/JPH02143711A/ja active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57141128A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-01 | Toshiba Corp | Complementary mos logical circuit |
JPS5911034A (ja) * | 1982-07-12 | 1984-01-20 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
JPS6027227A (ja) * | 1983-07-25 | 1985-02-12 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
JPS62272620A (ja) * | 1986-04-28 | 1987-11-26 | インタ−ナショナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−ション | 論理回路 |
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