JPH0156618B2 - - Google Patents
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- JPH0156618B2 JPH0156618B2 JP57141266A JP14126682A JPH0156618B2 JP H0156618 B2 JPH0156618 B2 JP H0156618B2 JP 57141266 A JP57141266 A JP 57141266A JP 14126682 A JP14126682 A JP 14126682A JP H0156618 B2 JPH0156618 B2 JP H0156618B2
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- inverter
- voltage
- circuit
- oscillation
- charging
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Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 30
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000004397 blinking Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は交流電源電圧が100Vのときや240Vの
とき等のように異種の交流電源電圧に対しても正
常に作動するように構成した充電回路に関するも
のである。
とき等のように異種の交流電源電圧に対しても正
常に作動するように構成した充電回路に関するも
のである。
第１図は一般的な充電回路の従来回路例を示
し、その主要部は交流電源１を整流する整流回路
３と、この整流回路３出力で作動するインバータ
２と、このインバータ２の２次巻線L2出力を整
流して充電電池Ｂを充電する２次出力整流回路４
とよりなり、インバータ２はスイツチ起動回路５
と、スイツチ部６と、電力変換部７とより構成さ
れている。また８は充電制御回路であつて、充電
電池Ｂの電圧を検出してインバータ２の発振動作
を制御するものであり、シユミツトトリガ回路の
変形回路として構成されてその動作はヒステリシ
スを持つよう設計されている。９は充電表示回路
で、前記の２次巻線L2の出力で点灯される発光
ダイオードLEDのような発光表示素子と抵抗R5
とにより構成され、インバータ２の出力があると
き発光表示素子が点灯するようにしてある。
し、その主要部は交流電源１を整流する整流回路
３と、この整流回路３出力で作動するインバータ
２と、このインバータ２の２次巻線L2出力を整
流して充電電池Ｂを充電する２次出力整流回路４
とよりなり、インバータ２はスイツチ起動回路５
と、スイツチ部６と、電力変換部７とより構成さ
れている。また８は充電制御回路であつて、充電
電池Ｂの電圧を検出してインバータ２の発振動作
を制御するものであり、シユミツトトリガ回路の
変形回路として構成されてその動作はヒステリシ
スを持つよう設計されている。９は充電表示回路
で、前記の２次巻線L2の出力で点灯される発光
ダイオードLEDのような発光表示素子と抵抗R5
とにより構成され、インバータ２の出力があると
き発光表示素子が点灯するようにしてある。
かくて第１図従来例回路において、交流電源１
を投入すると、抵抗R1を通つて主トランジスタ
Tr1にベース電流が供給され、主トランジスタ
Tr1がオンし、そのコレクタ電流ICにより１次巻
線L1にＶ＝Ｌdi／dtの電圧が発生し、これが３次巻 線L3で正帰還されることによりさらに主トラン
ジスタTr1のオンを深くする。そして主トランジ
スタTr1のベース電流IBに対しIC＝hFE・IBとなる
までコレクタ電流が流れると、１次巻線L1での
電流変化がなくなり、これにより１次巻線L1の
両端電圧の極性が一瞬に反転し、その電位が３次
巻線L3に帰還され、主トランジスタTr1は逆バイ
アスされてオフする。またこのとき１次巻線L1
のエネルギを２次巻線L2より取り出し、ダイオ
ードD2で整流して充電電池を充電する。またこ
の後抵抗R1を通して主トランジスタTr1のベース
電位が上昇し、このベース電位が所定の電圧にな
つたときベース電流が流れて上述の動作を繰返
し、発振動作を継続する。第２図は上述の動作の
各部波形を示し、同図中ａは主トランジスタTr1
のコレクタ・エミツタ間電圧、ｂはコレクタ電
流、ｃはダイオードD2による整流電流の各波形
を夫々示している。さらに上述の従来例回路にあ
つては、まずその充電表示回路９において、主ト
ランジスタTr1のオン、オフに従い２次巻線L2に
誘起する電圧により点灯するものであり、主トラ
ンジスタTr1は20〜30KHz程度でオン、オフを繰
返しているため、実際上連続的に点灯しているよ
うに見えるものであり、この連続点灯により充電
中を表示する。次に充電制御回路８においては、
ツエナーダイオードD3とコンデンサC4とで一定
の電圧Vzを発生させ、この電圧Vzをさらにダイ
オードD4，D5及び抵抗R8と抵抗R9及びダイオー
ドD6〜D8とで分圧することにより電圧VAを得て
いる。ここでトランジスタTr3のベース・エミツ
タ電圧をVBE3、同コレクタ電流をIC3、充電電池
Ｂの電圧をVBとするとき、VA＞VBE3＋VBになる
とトランジスタTr3がオンしてコレクタ電流IC3が
抵抗R7，R6より充電電池Ｂに流れ、またこのと
きトランジスタTr2はオフであるため、インバー
タ２は発振動作を続け、充電電池Ｂの充電が行な
われる。この後充電が進み電池電圧が上昇して
VAVBE3＋（R7＋R6）IC3＋VBの条件を満す電池
電圧になると、トランジスタTr3がオフしてトラ
ンジスタTr2がオンになり、トランジスタTr2が
抵抗R1を流れる主トランジスタTr1のベース電流
をバイパスし、インバータ２の発振を停止させ
る。このときトランジスタTr2のコレクタ電流IC2
が抵抗R6に流れるが、IC2＞IC3であるため、抵抗
R6での電圧降下がR6（IC2−IC3）の分だけ大きく
なり、見かけ上電池電圧が上昇したようになり、
その分さらに電池電圧が下がらないとトランジス
タTr3がオンしないというヒステリシス特性を持
つようになる。従つて第１図従来例回路において
は充電制御回路８を設けることにより、充電完了
の後は上記ヒステリシスによる一定時間毎にイン
バータ２は発振したり発振を停止したりすること
になるものであり、それに応じて発光ダイオード
LEDは点灯と消灯とを上記の一定時間毎に繰返
し、点滅状態となつて充電完了を表示することに
なる。
を投入すると、抵抗R1を通つて主トランジスタ
Tr1にベース電流が供給され、主トランジスタ
Tr1がオンし、そのコレクタ電流ICにより１次巻
線L1にＶ＝Ｌdi／dtの電圧が発生し、これが３次巻 線L3で正帰還されることによりさらに主トラン
ジスタTr1のオンを深くする。そして主トランジ
スタTr1のベース電流IBに対しIC＝hFE・IBとなる
までコレクタ電流が流れると、１次巻線L1での
電流変化がなくなり、これにより１次巻線L1の
両端電圧の極性が一瞬に反転し、その電位が３次
巻線L3に帰還され、主トランジスタTr1は逆バイ
アスされてオフする。またこのとき１次巻線L1
のエネルギを２次巻線L2より取り出し、ダイオ
ードD2で整流して充電電池を充電する。またこ
の後抵抗R1を通して主トランジスタTr1のベース
電位が上昇し、このベース電位が所定の電圧にな
つたときベース電流が流れて上述の動作を繰返
し、発振動作を継続する。第２図は上述の動作の
各部波形を示し、同図中ａは主トランジスタTr1
のコレクタ・エミツタ間電圧、ｂはコレクタ電
流、ｃはダイオードD2による整流電流の各波形
を夫々示している。さらに上述の従来例回路にあ
つては、まずその充電表示回路９において、主ト
ランジスタTr1のオン、オフに従い２次巻線L2に
誘起する電圧により点灯するものであり、主トラ
ンジスタTr1は20〜30KHz程度でオン、オフを繰
返しているため、実際上連続的に点灯しているよ
うに見えるものであり、この連続点灯により充電
中を表示する。次に充電制御回路８においては、
ツエナーダイオードD3とコンデンサC4とで一定
の電圧Vzを発生させ、この電圧Vzをさらにダイ
オードD4，D5及び抵抗R8と抵抗R9及びダイオー
ドD6〜D8とで分圧することにより電圧VAを得て
いる。ここでトランジスタTr3のベース・エミツ
タ電圧をVBE3、同コレクタ電流をIC3、充電電池
Ｂの電圧をVBとするとき、VA＞VBE3＋VBになる
とトランジスタTr3がオンしてコレクタ電流IC3が
抵抗R7，R6より充電電池Ｂに流れ、またこのと
きトランジスタTr2はオフであるため、インバー
タ２は発振動作を続け、充電電池Ｂの充電が行な
われる。この後充電が進み電池電圧が上昇して
VAVBE3＋（R7＋R6）IC3＋VBの条件を満す電池
電圧になると、トランジスタTr3がオフしてトラ
ンジスタTr2がオンになり、トランジスタTr2が
抵抗R1を流れる主トランジスタTr1のベース電流
をバイパスし、インバータ２の発振を停止させ
る。このときトランジスタTr2のコレクタ電流IC2
が抵抗R6に流れるが、IC2＞IC3であるため、抵抗
R6での電圧降下がR6（IC2−IC3）の分だけ大きく
なり、見かけ上電池電圧が上昇したようになり、
その分さらに電池電圧が下がらないとトランジス
タTr3がオンしないというヒステリシス特性を持
つようになる。従つて第１図従来例回路において
は充電制御回路８を設けることにより、充電完了
の後は上記ヒステリシスによる一定時間毎にイン
バータ２は発振したり発振を停止したりすること
になるものであり、それに応じて発光ダイオード
LEDは点灯と消灯とを上記の一定時間毎に繰返
し、点滅状態となつて充電完了を表示することに
なる。
ところが上述のような従来例回路にあつては、
交流電源１の電圧定格に合せて回路設計が行なわ
れているため、各国毎に電源電圧が異なるとき、
この電源電圧に対するアダプタが必要となり、小
型化を行なうのが困難である問題を有する他、ア
ダプタの使用ミスや電源電圧切換式のものにおけ
る切換ミスにより機器の破損を生じる問題があ
り、また例えばAC100V及びAC240Vの２電源電
圧を想定した場合においては、主トランジスタ
Tr1へのストレスを満足させるためにはこの主ト
ランジスタTr1として定格の大きなものを用いる
必要があり、主トランジスタTr1に大型でかつ高
価なものを使用する必要が生じていた。そこで従
来より第１図従来例回路のものに対し、後述の第
４図に示す本発明の実施例回路のようにインバー
タ２の発振周波数を一定化する発振周波数制御回
路１０と、主トランジスタTr1のピークコレクタ
電流を一定化するピークコレクタ電流制御回路１
１とを設け、電源電圧の変化にかかわりなく所定
の充電電流を供給できるようにしたものが提案さ
れているが、充電制御回路８の動作が電源電圧の
変化の影響を受け、例えば電源電圧が100Vのと
き、充電完了時には１Hz程度で発光ダイオード
LEDが点滅するように動作していたとき、電源
電圧が240Vに変化すると、充電完了時の点滅周
期が0.003Hz程度となつてほとんど表示が消えつ
ぱなしのようになり、使用者は充電器の故障等と
見誤まるおそれがある問題があつた。即ちインバ
ータ２等の入力電圧をVINとしたとき、第３図要
部回路図においてトランジスタTr2がオンしたと
きの同コレクタの電流IC2は IC2≒（VIN−VB）／（R1＋R6） となり、抵抗R6によるヒステリシス幅は R6（IC2−IC3） ＝R6｛（VIN−VB）／（R1＋R6）−IC3｝ となつて、入力電圧VINによる影響が大きく、入
力電圧VINが２倍になるとヒステリシスが２倍と
なつてその間トランジスタTr2はオンしつづけ、
主トランジスタTr1がオフを持続して発振動作を
停止し、発光ダイオードLEDは消灯を維持しつ
づけることになるのである。
交流電源１の電圧定格に合せて回路設計が行なわ
れているため、各国毎に電源電圧が異なるとき、
この電源電圧に対するアダプタが必要となり、小
型化を行なうのが困難である問題を有する他、ア
ダプタの使用ミスや電源電圧切換式のものにおけ
る切換ミスにより機器の破損を生じる問題があ
り、また例えばAC100V及びAC240Vの２電源電
圧を想定した場合においては、主トランジスタ
Tr1へのストレスを満足させるためにはこの主ト
ランジスタTr1として定格の大きなものを用いる
必要があり、主トランジスタTr1に大型でかつ高
価なものを使用する必要が生じていた。そこで従
来より第１図従来例回路のものに対し、後述の第
４図に示す本発明の実施例回路のようにインバー
タ２の発振周波数を一定化する発振周波数制御回
路１０と、主トランジスタTr1のピークコレクタ
電流を一定化するピークコレクタ電流制御回路１
１とを設け、電源電圧の変化にかかわりなく所定
の充電電流を供給できるようにしたものが提案さ
れているが、充電制御回路８の動作が電源電圧の
変化の影響を受け、例えば電源電圧が100Vのと
き、充電完了時には１Hz程度で発光ダイオード
LEDが点滅するように動作していたとき、電源
電圧が240Vに変化すると、充電完了時の点滅周
期が0.003Hz程度となつてほとんど表示が消えつ
ぱなしのようになり、使用者は充電器の故障等と
見誤まるおそれがある問題があつた。即ちインバ
ータ２等の入力電圧をVINとしたとき、第３図要
部回路図においてトランジスタTr2がオンしたと
きの同コレクタの電流IC2は IC2≒（VIN−VB）／（R1＋R6） となり、抵抗R6によるヒステリシス幅は R6（IC2−IC3） ＝R6｛（VIN−VB）／（R1＋R6）−IC3｝ となつて、入力電圧VINによる影響が大きく、入
力電圧VINが２倍になるとヒステリシスが２倍と
なつてその間トランジスタTr2はオンしつづけ、
主トランジスタTr1がオフを持続して発振動作を
停止し、発光ダイオードLEDは消灯を維持しつ
づけることになるのである。
本発明は上述の点に鑑みて提供したものであつ
て、電源電圧の変化に対しても共用して使用する
ことができ常に略一定の出力電流を得ることがで
きるようにし、しかも電源電圧の変化に対して常
に安定した充電完了表示を行うことができるよう
にした充電回路を提供することを目的とするもの
である。
て、電源電圧の変化に対しても共用して使用する
ことができ常に略一定の出力電流を得ることがで
きるようにし、しかも電源電圧の変化に対して常
に安定した充電完了表示を行うことができるよう
にした充電回路を提供することを目的とするもの
である。
以下本発明の一実施例を図面により詳述する。
第４図は本発明の一実施例回路を示し、発振トラ
ンスの４次巻線L4の出力を整流、平滑する電源
回路１２と、この電源回路１２出力で作動しイン
バータ２に同期をかけてその発振周波数を電源電
圧に関係なく一定化する発振周波数制御回路１０
と、同じく上記電源回路１２出力で作動し抵抗
R3両端電圧と基準電圧発生回路１３出力とを比
較して主トランジスタTr1のベースを接地すピー
クコレクタ電流制御回路１１とを、前述の第１図
従来例回路に付加したものであり、さらに主トラ
ンジスタTr1のベースバイアス用の抵抗R11の他
端は充電制御回路８の安定化された電圧Vzの端
子に接続されている。ここで電源回路１２は４次
巻線L4とダイオードD3と平滑用のコンデンサC5
で構成される。発振周波数制御回路１０はIC化
された発振器１４と外付けの抵抗R5、コンデン
サC4とにより構成され、その出力によりトラン
ジスタTr4′をオン、オフし、インバータ２に同期
をかける。ピークコレクタ電流制御回路１１は抵
抗R6とツエナーダイオードD6とよりなる基準電
圧発生回路１３の出力を一方の入力とし抵抗R3
の端子電圧を他方の入力とするコンパレータ１５
により構成され、このコンパレータ１５の出力に
てトランジスタTr5をオンすることにより主トラ
ンジスタTr1のコレクタ電流が所定値以上になつ
たときこの主トランジスタTr1のベースを接地す
るようにしてある。
第４図は本発明の一実施例回路を示し、発振トラ
ンスの４次巻線L4の出力を整流、平滑する電源
回路１２と、この電源回路１２出力で作動しイン
バータ２に同期をかけてその発振周波数を電源電
圧に関係なく一定化する発振周波数制御回路１０
と、同じく上記電源回路１２出力で作動し抵抗
R3両端電圧と基準電圧発生回路１３出力とを比
較して主トランジスタTr1のベースを接地すピー
クコレクタ電流制御回路１１とを、前述の第１図
従来例回路に付加したものであり、さらに主トラ
ンジスタTr1のベースバイアス用の抵抗R11の他
端は充電制御回路８の安定化された電圧Vzの端
子に接続されている。ここで電源回路１２は４次
巻線L4とダイオードD3と平滑用のコンデンサC5
で構成される。発振周波数制御回路１０はIC化
された発振器１４と外付けの抵抗R5、コンデン
サC4とにより構成され、その出力によりトラン
ジスタTr4′をオン、オフし、インバータ２に同期
をかける。ピークコレクタ電流制御回路１１は抵
抗R6とツエナーダイオードD6とよりなる基準電
圧発生回路１３の出力を一方の入力とし抵抗R3
の端子電圧を他方の入力とするコンパレータ１５
により構成され、このコンパレータ１５の出力に
てトランジスタTr5をオンすることにより主トラ
ンジスタTr1のコレクタ電流が所定値以上になつ
たときこの主トランジスタTr1のベースを接地す
るようにしてある。
かくてこの第４図実施例回路は次のように動作
するものである。即ち時刻ｔ＝０において、抵抗
R11を通じて主トランジスタTr1のベースにベー
ス電流を流すと、この主トランジスタTr1はオン
してコレクタ電流icが流れ、その１次巻線L1に VIN＝L1dic／dt …(1) L1：一次巻線のインダクタンス が流れ、このため ic（ｔ）＝VIN／L1・ｔ …(2) Tr1のVCE（sat）≒０とする となる。一方出力電流I0は、発振周波数をＦ、一
次入力をWIN、二次出力をW0、変換効率をηと
すると、 WIN＝∫TON 0VIN・ic（ｔ）・dt・Ｆ …(3) Ｆ＝１／Ｔ＝１／tpo＋tpff となる。そこで式(2)を式(3)に代入すると WIN＝∫TON 0VINVIN／L1ｔ dt Ｆ ＝１／２ VIN 2TON 2F／L1 …(4) となり、またic（ｔ）のｔ＝TONでのピーク値を
Icpとすると Icp＝VIN／L1・TON …(5) となる。ここで式(5)を式(4)に代入すると WIN＝１／２・L1・Icp2・Ｆ …(6) となる。又 W0＝ηWIN、W0＝V0I0 I0＝ηWIN／V0 …(7) であり、式(7)に式(6)を代入すると I0＝１／２・L1・η・Icp2・Ｆ・１／V0 …(8) （L1、η、V0はconst） となる。かくて式(8)より電流I0を一定にする為に
は、ピークコレクタ電流Icpと発振周波数Ｆとを
一定にすればよいことが明らかになる。そこで第
４図実施例の回路においては、発振周波数制御回
路１０により発振周波数Ｆを一定に保つととも
に、ピークコレクタ電流制御回路１１によりピー
クコレクタ電流Icpを一定に保つようにしてある。
即ち第４図回路において、発振周波数制御回路１
０の出力が“Ｌ”の時トランジスタTr4′はオフで
あり、抵抗R11よりベース電流が流れ(2)式に従つ
てコレクタ電流icが増加していく。このコレクタ
電流icは抵抗R3でic×R3の電圧を発生し、ピーク
コレクタ電流制御回路１１で基準電圧Vrefと比
較され、ic×R3≧Vrefとなると、コンパレータ
１５より“Ｈ”が出力され、トランジスタTr5が
オンして主トランジスタTr1のベース電流をバイ
パスさせ、この主トランジスタTr1をオフさせ
る。ここで第５図タイムチヤートにおいて、ａは
発振周波数制御回路１０出力、ｂはコレクタ電流
ic、ｃは出力電流I0、ｄは主トランジスタTr1の
コレクタ電圧VCEを夫々示す。この第５図に示す
ように主トランジスタTr1がオフした後、二次巻
線L2に誘起した電圧をダイオードD2で整流して
出力電流I0が流れる。出力電流I0が流れ終わつた
後は、発振周波数制御回路１０の出力が“Ｈ”で
トランジスタTr4がオンするため、発振周波数制
御回路１０の出力が“Ｈ”の間主トランジスタ
Tr1はオフのままとなる。そして発振周波数制御
回路１０の出力が“Ｌ”となるとトランジスタ
Tr4はオフして主トランジスタTr1にベース電流
が流れ、以前のくり返しを行ない、常に一定の発
振を行ない一定の出力電流I0を供給するのであ
る。ここで発振周波数制御回路１０やピークコレ
クタ電流制御回路１１の電圧電源は、同一の発振
トランスに４次巻線L4を設け、主トランジスタ
Tr1がオフの時の１次巻線L1からの誘起エネルギ
ーをダイオードD3で整流し、コンデンサC5で平
滑して得られるもので、この特徴は入力電圧に関
係なく低損失の電源が得られるため発熱が少ない
利点がある。
するものである。即ち時刻ｔ＝０において、抵抗
R11を通じて主トランジスタTr1のベースにベー
ス電流を流すと、この主トランジスタTr1はオン
してコレクタ電流icが流れ、その１次巻線L1に VIN＝L1dic／dt …(1) L1：一次巻線のインダクタンス が流れ、このため ic（ｔ）＝VIN／L1・ｔ …(2) Tr1のVCE（sat）≒０とする となる。一方出力電流I0は、発振周波数をＦ、一
次入力をWIN、二次出力をW0、変換効率をηと
すると、 WIN＝∫TON 0VIN・ic（ｔ）・dt・Ｆ …(3) Ｆ＝１／Ｔ＝１／tpo＋tpff となる。そこで式(2)を式(3)に代入すると WIN＝∫TON 0VINVIN／L1ｔ dt Ｆ ＝１／２ VIN 2TON 2F／L1 …(4) となり、またic（ｔ）のｔ＝TONでのピーク値を
Icpとすると Icp＝VIN／L1・TON …(5) となる。ここで式(5)を式(4)に代入すると WIN＝１／２・L1・Icp2・Ｆ …(6) となる。又 W0＝ηWIN、W0＝V0I0 I0＝ηWIN／V0 …(7) であり、式(7)に式(6)を代入すると I0＝１／２・L1・η・Icp2・Ｆ・１／V0 …(8) （L1、η、V0はconst） となる。かくて式(8)より電流I0を一定にする為に
は、ピークコレクタ電流Icpと発振周波数Ｆとを
一定にすればよいことが明らかになる。そこで第
４図実施例の回路においては、発振周波数制御回
路１０により発振周波数Ｆを一定に保つととも
に、ピークコレクタ電流制御回路１１によりピー
クコレクタ電流Icpを一定に保つようにしてある。
即ち第４図回路において、発振周波数制御回路１
０の出力が“Ｌ”の時トランジスタTr4′はオフで
あり、抵抗R11よりベース電流が流れ(2)式に従つ
てコレクタ電流icが増加していく。このコレクタ
電流icは抵抗R3でic×R3の電圧を発生し、ピーク
コレクタ電流制御回路１１で基準電圧Vrefと比
較され、ic×R3≧Vrefとなると、コンパレータ
１５より“Ｈ”が出力され、トランジスタTr5が
オンして主トランジスタTr1のベース電流をバイ
パスさせ、この主トランジスタTr1をオフさせ
る。ここで第５図タイムチヤートにおいて、ａは
発振周波数制御回路１０出力、ｂはコレクタ電流
ic、ｃは出力電流I0、ｄは主トランジスタTr1の
コレクタ電圧VCEを夫々示す。この第５図に示す
ように主トランジスタTr1がオフした後、二次巻
線L2に誘起した電圧をダイオードD2で整流して
出力電流I0が流れる。出力電流I0が流れ終わつた
後は、発振周波数制御回路１０の出力が“Ｈ”で
トランジスタTr4がオンするため、発振周波数制
御回路１０の出力が“Ｈ”の間主トランジスタ
Tr1はオフのままとなる。そして発振周波数制御
回路１０の出力が“Ｌ”となるとトランジスタ
Tr4はオフして主トランジスタTr1にベース電流
が流れ、以前のくり返しを行ない、常に一定の発
振を行ない一定の出力電流I0を供給するのであ
る。ここで発振周波数制御回路１０やピークコレ
クタ電流制御回路１１の電圧電源は、同一の発振
トランスに４次巻線L4を設け、主トランジスタ
Tr1がオフの時の１次巻線L1からの誘起エネルギ
ーをダイオードD3で整流し、コンデンサC5で平
滑して得られるもので、この特徴は入力電圧に関
係なく低損失の電源が得られるため発熱が少ない
利点がある。
さらに充電制御回路８及び充電表示回路９は
夫々前述の第１図従来例のものと同様の動作を行
うものであり、上述の動作により充電電池Ｂに出
力流I0が流れて電池電圧VBが上昇していき、ツエ
ナーダイオードD4で安定化された電圧Vzをダイ
オードD5，D7、抵抗R9と抵抗R10、ダイオード
D8〜D10を分圧して分圧電圧VAを得、この電圧
VAと電池電圧VBとを比較して、VA＞VBE3＋VBで
あればトランジスタTr2がオフしてインバータ２
は発振を続け、VAVBE3＋VBとなる電池電圧VB
になるとトランジスタTr2がオンとなつてインバ
ータ２の発振動作を停止することになる。ここで
前述の充電制御回路８は、充電完了の後にはイン
バータ２を間欠的に発振させ、発光ダイオード
LEDを点滅して充電完了表示を行うことになる
のであるが、第１図従来例のような回路の場合、
前述のように電源電圧の変化に従つて発光ダイオ
ードLEDの点滅周期が大巾に変化することにな
る問題があつた。そこでこの第４図実施例回路に
あつては、第６図要部回路図に示すようにトラン
ジスタTr2のコレクタ電流IC2を一定化するため、
主トランジスタTr1のベースバイアス用の抵抗
R11を、主トランジスタTr1のベースと充電制御
回路８の電圧Vzの端子との間に接続し、主トラ
ンジスタTr1のベースバイアスを定電電流回路か
ら供給するようにしてある。かくて第６図要部回
路図において、トランジスタTr2がオンしたとき
の同コレクタ電流IC2は、 IC2＝（Vz−VB）／（R11＋R6） となり、コレクタ電流IC2は入力電圧VINと関係な
く一定化され、ヒステリシス幅が一定化されるこ
とになるため、主トランジスタTr1は一定の周期
で発振をしたり発振を停止したりし、発光ダイオ
ードLEDの点滅周期も電源電圧の変化にかかわ
りなく一定化されることになる。なお充電表示回
路９は第７図に示すように４次巻線L4側に設け
ても良いものであり要するにインバータ２の発振
動作時に電流が流れるような回路に充電表示回路
９を接続すれば良いものである。
夫々前述の第１図従来例のものと同様の動作を行
うものであり、上述の動作により充電電池Ｂに出
力流I0が流れて電池電圧VBが上昇していき、ツエ
ナーダイオードD4で安定化された電圧Vzをダイ
オードD5，D7、抵抗R9と抵抗R10、ダイオード
D8〜D10を分圧して分圧電圧VAを得、この電圧
VAと電池電圧VBとを比較して、VA＞VBE3＋VBで
あればトランジスタTr2がオフしてインバータ２
は発振を続け、VAVBE3＋VBとなる電池電圧VB
になるとトランジスタTr2がオンとなつてインバ
ータ２の発振動作を停止することになる。ここで
前述の充電制御回路８は、充電完了の後にはイン
バータ２を間欠的に発振させ、発光ダイオード
LEDを点滅して充電完了表示を行うことになる
のであるが、第１図従来例のような回路の場合、
前述のように電源電圧の変化に従つて発光ダイオ
ードLEDの点滅周期が大巾に変化することにな
る問題があつた。そこでこの第４図実施例回路に
あつては、第６図要部回路図に示すようにトラン
ジスタTr2のコレクタ電流IC2を一定化するため、
主トランジスタTr1のベースバイアス用の抵抗
R11を、主トランジスタTr1のベースと充電制御
回路８の電圧Vzの端子との間に接続し、主トラ
ンジスタTr1のベースバイアスを定電電流回路か
ら供給するようにしてある。かくて第６図要部回
路図において、トランジスタTr2がオンしたとき
の同コレクタ電流IC2は、 IC2＝（Vz−VB）／（R11＋R6） となり、コレクタ電流IC2は入力電圧VINと関係な
く一定化され、ヒステリシス幅が一定化されるこ
とになるため、主トランジスタTr1は一定の周期
で発振をしたり発振を停止したりし、発光ダイオ
ードLEDの点滅周期も電源電圧の変化にかかわ
りなく一定化されることになる。なお充電表示回
路９は第７図に示すように４次巻線L4側に設け
ても良いものであり要するにインバータ２の発振
動作時に電流が流れるような回路に充電表示回路
９を接続すれば良いものである。
本発明は上述のように構成したものであるか
ら、電源電圧が例えば100Vと240Vとに切換え的
に使用するような場合において、電源電圧が
100Vから240Vに変つたような場合にも、充電完
了時におけるインバータの発振及び発振停止の周
期が一定化されることになり、従つて充電完了表
示となる発光表示素子の点滅周期も一定化され、
確実に充電完了を検知できまた実際に充電完了の
異常が生じたような場合にもこれを容易に検知で
きるような効果を有するものである。
ら、電源電圧が例えば100Vと240Vとに切換え的
に使用するような場合において、電源電圧が
100Vから240Vに変つたような場合にも、充電完
了時におけるインバータの発振及び発振停止の周
期が一定化されることになり、従つて充電完了表
示となる発光表示素子の点滅周期も一定化され、
確実に充電完了を検知できまた実際に充電完了の
異常が生じたような場合にもこれを容易に検知で
きるような効果を有するものである。
第１図は従来例の回路図、第２図ａ〜ｃは同上
のタイムチヤート、第３図は同上の要部回路図、
第４図は本発明一実施例の回路図、第５図ａ〜ｄ
は同上の動作説明図、第６図は同上の要部回路
図、第７図は本発明の別の実施例における充電表
示回路例の回路図であり、１は交流電源、２はイ
ンバータ、４は２次出力整流回路、８は充電制御
回路、１０は発振周波数制御回路、１１はピーク
コレクタ電流制御回路、LEDは発光ダイオード、
L2は２次巻線、Ｂは充電電池、Tr1は主トランジ
スタである。
のタイムチヤート、第３図は同上の要部回路図、
第４図は本発明一実施例の回路図、第５図ａ〜ｄ
は同上の動作説明図、第６図は同上の要部回路
図、第７図は本発明の別の実施例における充電表
示回路例の回路図であり、１は交流電源、２はイ
ンバータ、４は２次出力整流回路、８は充電制御
回路、１０は発振周波数制御回路、１１はピーク
コレクタ電流制御回路、LEDは発光ダイオード、
L2は２次巻線、Ｂは充電電池、Tr1は主トランジ
スタである。
Claims (1)
- １ 交流電源を整流した直流出力を駆動電源とし
て作動するインバータと、このインバータの発振
トランスの２次巻線の高周波出力を整流して充電
電池を充電する２次出力整流回路と、インバータ
の発振周波数を一定化する発振周波数制御回路
と、インバータの主トランジスタに流れるピーク
コレクタ電流を一定化するピークコレクタ電流制
御回路と、上記充電電池に抵抗を介して第１の定
電流を供給し、上記抵抗と充電電池との直列回路
の両端電圧が充電電池の充電完了状態を示す所定
電圧以上に上昇したとき、インバータの発振を停
止させると共に、インバータの発振停止時に上記
第１の定電流よりも大きな第２の定電流を抵抗を
介して充電電池に供給し、上記直列回路の両端電
圧が上記所定電圧以下に低下したときインバータ
の発振を開始させて、充電完了時にインバータを
発振停止させる充電制御回路と、上記インバータ
の出力で点灯する発光表示素子とを備えた充電回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57141266A JPS5932329A (ja) | 1982-08-14 | 1982-08-14 | 充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57141266A JPS5932329A (ja) | 1982-08-14 | 1982-08-14 | 充電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5932329A JPS5932329A (ja) | 1984-02-21 |
| JPH0156618B2 true JPH0156618B2 (ja) | 1989-11-30 |
Family
ID=15287897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57141266A Granted JPS5932329A (ja) | 1982-08-14 | 1982-08-14 | 充電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5932329A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60219921A (ja) * | 1984-04-13 | 1985-11-02 | 松下電工株式会社 | 自動電圧切換式急速充電回路 |
| JPS61207219A (ja) * | 1985-03-12 | 1986-09-13 | Toyota Motor Corp | 車両用動力分配装置 |
| JPS6347537Y2 (ja) * | 1985-05-13 | 1988-12-08 | ||
| JPH01106059U (ja) * | 1988-01-08 | 1989-07-17 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58123332A (ja) * | 1982-01-15 | 1983-07-22 | 松下電工株式会社 | 過充電防止回路 |
-
1982
- 1982-08-14 JP JP57141266A patent/JPS5932329A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58123332A (ja) * | 1982-01-15 | 1983-07-22 | 松下電工株式会社 | 過充電防止回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5932329A (ja) | 1984-02-21 |
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