JPH0690568A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH0690568A JPH0690568A JP4238543A JP23854392A JPH0690568A JP H0690568 A JPH0690568 A JP H0690568A JP 4238543 A JP4238543 A JP 4238543A JP 23854392 A JP23854392 A JP 23854392A JP H0690568 A JPH0690568 A JP H0690568A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- control power
- control
- power supply
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 制御回路の制御電源電圧の供給レベルの安定
化をはかる。 【構成】 交流電源ACを整流平滑した直流電源を高周波
スイッチQ1でオンオフさせることにより所定の電圧値に
変換するチョッパ回路2 と、このチョッパ回路2の出力
に直列に接続された一対のスイッチング素子Q2,Q3 をオ
ンオフさせてチョッパ回路2 の出力を高周波に変換する
インバータ回路3 と、上記スイッチング素子Q2,Q3 の中
点からインダクタL2を介して共振コンデンサC に並列接
続された負荷L と、この負荷L に流れる振動電流をスイ
ッチング素Q2,Q3 の少なくとも一方の制御端に帰還して
当該スイッチング素子Q2,Q3 をオンオフ制御する制御回
路6とを備えるインバータ装置において、前記制御回路6
の制御電源をスイッチング素子Q2,Q3 の中点から供給
する第１制御電源回路4 と、共振コンデンサC から制御
電源電圧を供給する第２制御電源回路7 とを設けた。
化をはかる。 【構成】 交流電源ACを整流平滑した直流電源を高周波
スイッチQ1でオンオフさせることにより所定の電圧値に
変換するチョッパ回路2 と、このチョッパ回路2の出力
に直列に接続された一対のスイッチング素子Q2,Q3 をオ
ンオフさせてチョッパ回路2 の出力を高周波に変換する
インバータ回路3 と、上記スイッチング素子Q2,Q3 の中
点からインダクタL2を介して共振コンデンサC に並列接
続された負荷L と、この負荷L に流れる振動電流をスイ
ッチング素Q2,Q3 の少なくとも一方の制御端に帰還して
当該スイッチング素子Q2,Q3 をオンオフ制御する制御回
路6とを備えるインバータ装置において、前記制御回路6
の制御電源をスイッチング素子Q2,Q3 の中点から供給
する第１制御電源回路4 と、共振コンデンサC から制御
電源電圧を供給する第２制御電源回路7 とを設けた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はチョッパ回路の出力を高
周波の交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ装
置に関するものである。この種のインバータ装置は放電
灯点灯装置等に用いられる。
周波の交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ装
置に関するものである。この種のインバータ装置は放電
灯点灯装置等に用いられる。
【０００２】
【従来の技術】図４は放電灯点灯装置に用いた従来のイ
ンバータ装置の回路図である。以下、このインバータ装
置の構成、動作について説明する。図４において、交流
電源ACは整流回路1 で整流され、この整流出力を昇圧型
のチョッパ回路2 により昇圧し所定の直流電圧を得る。
チョッパ回路2 は、高周波スイッチQ1, インダクタL1,
ダイオードD1 コンデンサC1及び制御IC8 により構成さ
れ、制御IC8 によって高周波スイッチQ1を高周波でオン
オフして、整流出力をチョッピングし、高周波スイッチ
Q1がオンの時にチョークコイルL1に蓄積されたエネルギ
ーを、高周波スイッチQ1がオフの時にダイオードD1を介
して放出すると共に、ダイオードD1を介して出力される
チョッピング電圧をコンデンサC1で平滑するものであ
る。
ンバータ装置の回路図である。以下、このインバータ装
置の構成、動作について説明する。図４において、交流
電源ACは整流回路1 で整流され、この整流出力を昇圧型
のチョッパ回路2 により昇圧し所定の直流電圧を得る。
チョッパ回路2 は、高周波スイッチQ1, インダクタL1,
ダイオードD1 コンデンサC1及び制御IC8 により構成さ
れ、制御IC8 によって高周波スイッチQ1を高周波でオン
オフして、整流出力をチョッピングし、高周波スイッチ
Q1がオンの時にチョークコイルL1に蓄積されたエネルギ
ーを、高周波スイッチQ1がオフの時にダイオードD1を介
して放出すると共に、ダイオードD1を介して出力される
チョッピング電圧をコンデンサC1で平滑するものであ
る。
【０００３】このインバータ装置では、インバータ回路
3 として自動他制式のハーフブリッジ回路を使用し、チ
ョッパ回路2 の出力にトランジスタにより構成した主ス
イッチング素子Q2,Q3 が直列接続され、各主スイッチン
グ素子Q2,Q3 にはそれぞれ還流用として逆並列接続され
ている。インバータ回路3 の出力には、主スイッチング
素子Q2,Q3を駆動するカレントトランスCTを介してイン
ダクタL2、平滑コンデンサC2及び平滑コンデンサC2に並
列接続されている負荷である放電灯L から成るLC共振回
路が接続されており、この共振回路をインバータ回路3
で励振して放電灯L を点灯させる。なお、コンデンサC3
は直流成分カット用のコンデンサである。 起動回路5
は、図５に示すようにサイリスタQ4、トランジスタQ5、
ツェナーダイオードZD2,ZD3 、ダイオードD6,D7 、抵抗
R3,R4 及びコンデンサC6によって構成されている。これ
は、電源スイッチ投入後、整流回路1 により整流された
出力が抵抗R3を介してコンデンサC6に充電され、その電
位がツェナーダイオードZD2 のツェナー電圧（約２０
Ｖ）をこえると、サイリスタQ4がオンし、ツェナーダイ
オードZD3 、抵抗R4を介してトランジスタQ5がオンとな
り、主スイッチ素子Q3にベース電流を供給するものであ
る。
3 として自動他制式のハーフブリッジ回路を使用し、チ
ョッパ回路2 の出力にトランジスタにより構成した主ス
イッチング素子Q2,Q3 が直列接続され、各主スイッチン
グ素子Q2,Q3 にはそれぞれ還流用として逆並列接続され
ている。インバータ回路3 の出力には、主スイッチング
素子Q2,Q3を駆動するカレントトランスCTを介してイン
ダクタL2、平滑コンデンサC2及び平滑コンデンサC2に並
列接続されている負荷である放電灯L から成るLC共振回
路が接続されており、この共振回路をインバータ回路3
で励振して放電灯L を点灯させる。なお、コンデンサC3
は直流成分カット用のコンデンサである。 起動回路5
は、図５に示すようにサイリスタQ4、トランジスタQ5、
ツェナーダイオードZD2,ZD3 、ダイオードD6,D7 、抵抗
R3,R4 及びコンデンサC6によって構成されている。これ
は、電源スイッチ投入後、整流回路1 により整流された
出力が抵抗R3を介してコンデンサC6に充電され、その電
位がツェナーダイオードZD2 のツェナー電圧（約２０
Ｖ）をこえると、サイリスタQ4がオンし、ツェナーダイ
オードZD3 、抵抗R4を介してトランジスタQ5がオンとな
り、主スイッチ素子Q3にベース電流を供給するものであ
る。
【０００４】なお、主スイッチング素子Q3がオンした時
にはダイオードD6を介してコンデンサC6が放電されるた
め、サイリスタQ4、トランジスタQ5はオフとなる。この
起動回路5 によって主スイッチング素子Q3がオンする
と、共振回路を介してカレントトランスCTの１次側に電
流が流れる。カレントトランスCTの２次側には共振電流
の向きに応じて極性が変化する電圧が誘起され、この誘
起電圧によって以降主スイッチング素子Q2,Q3 を交互に
オンオフ制御してインバータ回路3 を発振動作させる。
にはダイオードD6を介してコンデンサC6が放電されるた
め、サイリスタQ4、トランジスタQ5はオフとなる。この
起動回路5 によって主スイッチング素子Q3がオンする
と、共振回路を介してカレントトランスCTの１次側に電
流が流れる。カレントトランスCTの２次側には共振電流
の向きに応じて極性が変化する電圧が誘起され、この誘
起電圧によって以降主スイッチング素子Q2,Q3 を交互に
オンオフ制御してインバータ回路3 を発振動作させる。
【０００５】なお、主スイッチング素子Q3については、
カレントトランスCTの２次側からバイアスを供給してい
るが、図６に示す制御回路6 により強制的にオフさせる
事で所定の出力に設定できるようにしている。この制御
回路6 は、トランジスタQ6,Q7,Q8,Q9 、ダイオードD8,D
9 、コンデンサC7,C8 、抵抗R6,R7,R8,R9,R10,R11 、可
変抵抗VR1 及びコンパレータC によって構成されてい
る。
カレントトランスCTの２次側からバイアスを供給してい
るが、図６に示す制御回路6 により強制的にオフさせる
事で所定の出力に設定できるようにしている。この制御
回路6 は、トランジスタQ6,Q7,Q8,Q9 、ダイオードD8,D
9 、コンデンサC7,C8 、抵抗R6,R7,R8,R9,R10,R11 、可
変抵抗VR1 及びコンパレータC によって構成されてい
る。
【０００６】カレントトランスCTの２次巻線がスイッチ
ング素子Q3にバイアスを与える向きに共振電流が流れる
時、トランジスタQ9もバイアスが与えられ、トランジス
タQ9がオン、トランジスタQ8がオフとなり、チョッパ出
力から抵抗R8を介してコンデンサC7に充電し始める。コ
ンデンサC7の電位が基準電圧VREFを越えた時点でコンパ
レータC の出力は低電圧から高電圧となる。なお、基準
電圧VREFは予熱時に低く、点灯時には高くなるように設
定している。
ング素子Q3にバイアスを与える向きに共振電流が流れる
時、トランジスタQ9もバイアスが与えられ、トランジス
タQ9がオン、トランジスタQ8がオフとなり、チョッパ出
力から抵抗R8を介してコンデンサC7に充電し始める。コ
ンデンサC7の電位が基準電圧VREFを越えた時点でコンパ
レータC の出力は低電圧から高電圧となる。なお、基準
電圧VREFは予熱時に低く、点灯時には高くなるように設
定している。
【０００７】コンパレータC の出力が高電圧となると、
制御電源電圧VCC から抵抗R7を介してトランジスタQ6に
バイアスが与えられ、トランジスタQ6がオン、トランジ
スタQ7もオンとなり、主スイッチング素子Q3のバイアス
を引き、これをオフさせる。これにより主スイッチング
素子Q3のオン期間を強制的に決定する。また、制御回路
6の制御電源電圧VCC は、図４に示すコンデンサC4,C5
、ダイオードD4,D5 、ツェナーダイオードZD1 により
構成する制御電源電圧VCC は、図４に示すコンデンサC
4,C5 、ダイオードD4,D5 、ツェナーダイオードZD1 に
より構成する制御電源回路4 から供給する。主スイッチ
ング素子Q2,Q3 の中点にコンデンサC4、ダイオードD4,D
5 を挿入することにより、コンデンサC4は共振電流に同
期して充放電を行ない、ダイオードD4を介してツェナー
ダイオードZD1 、コンデンサC5に電源を供給する。
制御電源電圧VCC から抵抗R7を介してトランジスタQ6に
バイアスが与えられ、トランジスタQ6がオン、トランジ
スタQ7もオンとなり、主スイッチング素子Q3のバイアス
を引き、これをオフさせる。これにより主スイッチング
素子Q3のオン期間を強制的に決定する。また、制御回路
6の制御電源電圧VCC は、図４に示すコンデンサC4,C5
、ダイオードD4,D5 、ツェナーダイオードZD1 により
構成する制御電源電圧VCC は、図４に示すコンデンサC
4,C5 、ダイオードD4,D5 、ツェナーダイオードZD1 に
より構成する制御電源回路4 から供給する。主スイッチ
ング素子Q2,Q3 の中点にコンデンサC4、ダイオードD4,D
5 を挿入することにより、コンデンサC4は共振電流に同
期して充放電を行ない、ダイオードD4を介してツェナー
ダイオードZD1 、コンデンサC5に電源を供給する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
インバータ装置における制御電源回路4 では、共振電流
に同期して充放電を行う為、チョッパ回路2 の不起動時
（先行予熱時）には、回路電圧も低く制御回路6 に供給
するレベルも低くなる（図７a ）。その為チョッパ回路
2 不起動時においては制御電源が足りなくなる恐れがあ
った。また、仮りにチョッパ不起動時、充分制御回路6
に供給するレベルにコンデンサC4の容量を設定したとす
ると、チョッパ起動後に供給が過多となり、制御電源回
路4 の一部を構成するツェナーダイオードZD1 に過大な
負担がかかる恐れがあった。
インバータ装置における制御電源回路4 では、共振電流
に同期して充放電を行う為、チョッパ回路2 の不起動時
（先行予熱時）には、回路電圧も低く制御回路6 に供給
するレベルも低くなる（図７a ）。その為チョッパ回路
2 不起動時においては制御電源が足りなくなる恐れがあ
った。また、仮りにチョッパ不起動時、充分制御回路6
に供給するレベルにコンデンサC4の容量を設定したとす
ると、チョッパ起動後に供給が過多となり、制御電源回
路4 の一部を構成するツェナーダイオードZD1 に過大な
負担がかかる恐れがあった。
【０００９】本発明はこれらの点に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、従来の制御電源回路
4 にプラスして、動作的に反対の回路つまりチョッパ回
路2の不起動時に供給レベル大チョッパ回路2 の起動時
に供給レベル小となるような制御電源回路を設け、制御
電源電圧の供給レベルの安定化をはかるものである。
であり、その目的とするところは、従来の制御電源回路
4 にプラスして、動作的に反対の回路つまりチョッパ回
路2の不起動時に供給レベル大チョッパ回路2 の起動時
に供給レベル小となるような制御電源回路を設け、制御
電源電圧の供給レベルの安定化をはかるものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この技術的課題を解決す
るための本発明の技術手段は、交流電源ACを整流平滑し
た直流電源を高周波スイッチQ1でオンオフさせることに
より所定の電圧値に変換するチョッパ回路2 と、このチ
ョッパ回路2 の出力に直列に接続された一対のスイッチ
ング素子Q2,Q3 をオンオフさせてチョッパ回路2 の出力
を高周波に変換するインバータ回路3 と、上記スイッチ
ング素子Q2,Q3 の中点からインダクタL2を介して共振コ
ンデンサC2に並列接続された負荷L と、この負荷L に流
れる振動電流をスイッチング素子Q2,Q3 の少なくとも一
方の制御端に帰還して当該スイッチング素子Q2,Q3 をオ
ンオフ制御する制御回路6 とを備えるインバータ装置に
おいて、前記制御回路6 の制御電源電圧をスイッチング
素子Q2,Q3 の中点から供給する第１制御電源回路4 と、
共振コンデンサC2から制御電源電圧を供給する第２制御
電源回路7 とを設けた点にある。
るための本発明の技術手段は、交流電源ACを整流平滑し
た直流電源を高周波スイッチQ1でオンオフさせることに
より所定の電圧値に変換するチョッパ回路2 と、このチ
ョッパ回路2 の出力に直列に接続された一対のスイッチ
ング素子Q2,Q3 をオンオフさせてチョッパ回路2 の出力
を高周波に変換するインバータ回路3 と、上記スイッチ
ング素子Q2,Q3 の中点からインダクタL2を介して共振コ
ンデンサC2に並列接続された負荷L と、この負荷L に流
れる振動電流をスイッチング素子Q2,Q3 の少なくとも一
方の制御端に帰還して当該スイッチング素子Q2,Q3 をオ
ンオフ制御する制御回路6 とを備えるインバータ装置に
おいて、前記制御回路6 の制御電源電圧をスイッチング
素子Q2,Q3 の中点から供給する第１制御電源回路4 と、
共振コンデンサC2から制御電源電圧を供給する第２制御
電源回路7 とを設けた点にある。
【００１１】
【作用】第１制御電源回路4 は、チョッパ回路2 の不起
動時には制御回路6 への制御電源電圧の供給レベルが低
く、チョッパ回路2 の起動後に供給レベルが高くなる
が、第２制御電源回路7 は、チョッパ回路2 の不起動時
には供給レベルが高く、起動後には供給レベルが低くな
る。このため、制御電源回路4,7 を組み合わせることに
よって安定した制御電源電圧を得る。
動時には制御回路6 への制御電源電圧の供給レベルが低
く、チョッパ回路2 の起動後に供給レベルが高くなる
が、第２制御電源回路7 は、チョッパ回路2 の不起動時
には供給レベルが高く、起動後には供給レベルが低くな
る。このため、制御電源回路4,7 を組み合わせることに
よって安定した制御電源電圧を得る。
【００１２】
【実施例】以下、本発明を図示の実施例に従って説明す
ると、図１において、制御回路6の制御電源電圧VCC を
スイッチング素子Q2,Q3 の中点から供給する第１制御電
源回路4 の他に、制御回路6 の制御電源電圧VCC を共振
コンデンサC2から供給する第２制御電源回路7 を設けて
いる。第１制御電源回路4 は、従来例における図４の制
御電源回路4 と同様に、コンデンサC4,C5 、ダイオード
D4,D5 、ツェナーダイオードZD1 により構成されてい
る。第２制御電源回路7 は、共振コンデンサC2の電流に
同期して充放電を行ない制御回路6 に電流を供給するコ
ンデンサC9、及びその放電のループを作るダイオードD1
0,D11 から構成されている。なお、整流回路1 、チョッ
パ回路2 、インバータ回路4 その他の構成は従来例（図
４等）と同様である。
ると、図１において、制御回路6の制御電源電圧VCC を
スイッチング素子Q2,Q3 の中点から供給する第１制御電
源回路4 の他に、制御回路6 の制御電源電圧VCC を共振
コンデンサC2から供給する第２制御電源回路7 を設けて
いる。第１制御電源回路4 は、従来例における図４の制
御電源回路4 と同様に、コンデンサC4,C5 、ダイオード
D4,D5 、ツェナーダイオードZD1 により構成されてい
る。第２制御電源回路7 は、共振コンデンサC2の電流に
同期して充放電を行ない制御回路6 に電流を供給するコ
ンデンサC9、及びその放電のループを作るダイオードD1
0,D11 から構成されている。なお、整流回路1 、チョッ
パ回路2 、インバータ回路4 その他の構成は従来例（図
４等）と同様である。
【００１３】次に動作を説明する。電源投入後からチョ
ッパ起動に至るまでの間、インバータ回路3 は電源電圧
×√２Ｖの直流電圧を電源として動作する。このとき、
コンデンサC4、ダイオードD4,D5 により構成する第１制
御電源回路4 からの供給レベルは低くなるが、その不足
分をコンデンサC9、ダイオードD10,D11 により構成する
第２制御電源回路7 で補う。そして、約１〜２秒後、チ
ョッパ回路2 が起動すると、第１制御電源回路4 からの
供給レベルが上がり、それと略同時に負荷である放電灯
L が正常点灯に移行する。その瞬間、コンデンサC9、ダ
イオードD10,D11 により構成する第１制御電源回路7 か
らの供給レベルが下がる。この一連の動作により、コン
デンサC4に流れる電流波形は図２に示すようになり、コ
ンデンサC9に印加される電圧及びコンデンサD11 に流れ
る電流波形は図３に示すようになり、電源投入から正常
点灯のすべての過程において制御回路6 への制御電源電
圧VCC は安定して供給される。
ッパ起動に至るまでの間、インバータ回路3 は電源電圧
×√２Ｖの直流電圧を電源として動作する。このとき、
コンデンサC4、ダイオードD4,D5 により構成する第１制
御電源回路4 からの供給レベルは低くなるが、その不足
分をコンデンサC9、ダイオードD10,D11 により構成する
第２制御電源回路7 で補う。そして、約１〜２秒後、チ
ョッパ回路2 が起動すると、第１制御電源回路4 からの
供給レベルが上がり、それと略同時に負荷である放電灯
L が正常点灯に移行する。その瞬間、コンデンサC9、ダ
イオードD10,D11 により構成する第１制御電源回路7 か
らの供給レベルが下がる。この一連の動作により、コン
デンサC4に流れる電流波形は図２に示すようになり、コ
ンデンサC9に印加される電圧及びコンデンサD11 に流れ
る電流波形は図３に示すようになり、電源投入から正常
点灯のすべての過程において制御回路6 への制御電源電
圧VCC は安定して供給される。
【００１４】なお、前記実施例では、インバータ装置の
負荷を１つの放電灯L により構成しているが、負荷はこ
れに限定されず、複数の放電灯を直列接続して負荷を構
成してもよいし、また放電灯以外の他のもので負荷を構
成してもよい。
負荷を１つの放電灯L により構成しているが、負荷はこ
れに限定されず、複数の放電灯を直列接続して負荷を構
成してもよいし、また放電灯以外の他のもので負荷を構
成してもよい。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、チョッパ回路2 の不起
動時、チョッパ回路2 の起動後のそれぞれの状態におい
て、制御回路6 に安定した制御電源電圧が得られ、特に
チョッパ起動前後で回路電圧の違う回路に有効である。
動時、チョッパ回路2 の起動後のそれぞれの状態におい
て、制御回路6 に安定した制御電源電圧が得られ、特に
チョッパ起動前後で回路電圧の違う回路に有効である。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】動作説明用の波形図である。
【図３】動作説明用の波形図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来例の起動回路の回路図である。
【図６】従来例の制御回路の回路図である。
【図７】動作説明用の波形図である。
１ 整流回路 ２ チョッパ回路 ３ インバータ回路 ４ 第１制御電源回路 ６ 制御回路 ７ 第２制御電源回路 Q1 高周波スイッチ Q2 スイッチング素子 Q3 スイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源(AC)を整流平滑した直流電源を
高周波スイッチ(Q1)でオンオフさせることにより所定の
電圧値に変換するチョッパ回路(2) と、このチョッパ回
路(2) の出力に直列に接続された一対のスイッチング素
子(Q2)(Q3)をオンオフさせてチョッパ回路(2) の出力を
高周波に変換するインバータ回路(3)と、上記スイッチ
ング素子(Q2)(Q3)の中点からインダクタ(L2)を介して共
振コンデンサ(C2)に並列接続された負荷(L) と、この負
荷(L) に流れる振動電流をスイッチング素子(Q2)(Q3)の
少なくとも一方の制御端に帰還して当該スイッチング素
子(Q2)(Q3)をオンオフ制御する制御回路(6) とを備える
インバータ装置において、 前記制御回路(6) の制御電源電圧をスイッチング素子(Q
2)(Q3)の中点から供給する第１制御電源回路(4) と、共
振コンデンサ(C2)から制御電源電圧を供給する第２制御
電源回路(7) とを設けたことを特徴とするインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23854392A JP3188530B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23854392A JP3188530B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690568A true JPH0690568A (ja) | 1994-03-29 |
| JP3188530B2 JP3188530B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=17031820
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23854392A Expired - Fee Related JP3188530B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3188530B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5940660A (en) * | 1996-12-28 | 1999-08-17 | Minolta Co., Ltd. | Charging device and image forming apparatus |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101747318B1 (ko) * | 2015-11-20 | 2017-06-14 | 울산과학기술원 | 헬멧용 센서 고정구 |
-
1992
- 1992-09-07 JP JP23854392A patent/JP3188530B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5940660A (en) * | 1996-12-28 | 1999-08-17 | Minolta Co., Ltd. | Charging device and image forming apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3188530B2 (ja) | 2001-07-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3382012B2 (ja) | 自励式インバータ装置 | |
| US5331534A (en) | Power supply apparatus | |
| US4914356A (en) | Controller for gas discharge lamps | |
| US6700331B2 (en) | Control circuit for dimming fluorescent lamps | |
| KR0137181B1 (ko) | 방전램프 점등장치 | |
| JPH0527339B2 (ja) | ||
| JPH07105272B2 (ja) | 他励式インバータ形放電灯点灯装置 | |
| JP3042470B2 (ja) | 放電灯用点灯装置および放電灯点灯装置 | |
| JPH0690568A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2744009B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3329913B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0733594Y2 (ja) | インバータ回路 | |
| JP3505937B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2690804B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH09308255A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3584678B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3200871B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS5911775A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| KR930007934Y1 (ko) | 전자식 할로겐 램프용 안정기회로 | |
| JPH04292896A (ja) | 放電灯点灯回路 | |
| JP2000102264A (ja) | 電源装置 | |
| JPH01248971A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH06140182A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH09298095A (ja) | 放電ランプ点灯装置及び照明装置 | |
| JPH06163165A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010424 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |