JPH01502793A - 広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定に維持するモノリシック型マイクロ波移相ネットワーク - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定に維持するモノリシック型 マイクロ波移相ネットワーク 発明の背景 １、発明の分野 本発明は、広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定（典型的には９ ０°）に維持する移相回路に関する。更に、本発明はマイクロ波およびミリメー トル波の周波数で使用され得るとともに、能動素子および受動素子の両方のモノ リシック集積化に適した移相回路に関する。

２、従来技術 ある周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定に維持する移相回路は知ら れている。これに関連して「全通過回路網」と称される種類の回路網は有益であ る。全通過回路網はある周波数帯にわたって一定の振幅伝達特性を維持する。こ のような全通過回路網が直角位相の２つの出力を得るために対で使用された場合 には、直角位相の関係はしばしばかなり広い周波数範囲にわたって維持される。

受動素子として抵抗およびコンデンサを使用し、能動素子として真空管またはト ランジスタを使用した対構成の全通過回路網が従来この目的のために使用されて いた。このような回路網の初期の主な用途は送信機における変調のために可聴周 波スペクトルにあった。通常４０ＭＨｚ以上の無線周波数においては、伝送ライ ン移相器と組み合わせて３ｄｂのカプラーを用いて、ある周波数範囲にわたって ９０”の一定の位相差を有するほぼ一定の振幅の２つのコヒーレント信号を発生 するようにし、これを変調処理にも使用していた。

゛　コヒーレントを直角位相を有する信号源に対する要求は更に高い無線周波数 においても存在する。この無線周波数においては、アンテナ配列でビームを形成 し、またはビームのステアリング（ｓｔｅｅｒｉｎｇ）を行うことが望まれてい る。

受信および送信の両方において通信および距離測定の両方のために使用される。

このような用途においては、「ビーム形成装置」と称されるプロセッサによりア ンテナ配列の各素子の通路における信号の位相を調節することが必要である。こ の場合のプロセッサは関連する素子における広帯域信号の全ての成分に対して同 じ位相分だけシフトしなければならない。１ギガヘルツの高い帯域幅にわたって 広帯域信号を処理することは現在関心のある問題である。更に、マイクロ波およ びミリメートル波スペクトルの大部分をカバーするビーム形成装置が要望されて いる。

コンピュータ制御式のビーム形成装置においては、分相器が発振器に続く「ベク トル発生器」の第１の構成部品を表わす。分相器の後には多重出力移相器が続き 、この移相器は２つの出力の振幅が同じで位相が反対になるように動作して、直 角出力が維持される２つまたは４つの出力を発生する。この直角位相成分は米国 特許第４．６３８．１００号に記載されているような一対のディジタル制御式信 号スケーラ−（５ｅａｌｅｒ）に供給される。このスケーラ−においては、２つ の直交関係のコヒーレント信号の各々が所定の割合でディジタル式に倍率をかけ られ、これらの倍率をかけた信号を再び組み合わせたときに所望の位相角を有す る合成ベクトルが形成されるように設計されている。このように倍率をかけた信 号成分の再組合せにより形成された合成ベクトルは元の入力信号を移相したもの を構成する。

現在、このような移相器に対する需要は中位の無線周波数からマイクロ波および ミリメートル波の周波数に対して存在する。より高い周波数においては、受動素 子および能動素子の両方を共通の高性能な基板上に集積化したモノリシック構造 のコンパクトな移相器が要求されている。低レベルの信号処理においては信号対 雑音比の性能があまり低下してはならないという必要条件があるので、信号対雑 音比の低下の少ない移相回路が要望される。さらに、帯域幅を増大するという必 要条件のため、このように拡大された周波数範囲にわたって一定の位相差を維持 できる移相器に対する要望も生じた。

重出力間の位相差を一定に維持する改良された移相回路を提供することにある。

本発明の他の目的は、広い周波数スペクトルにわたって多重出力間の位相差を一 定に維持する移相回路を提供することにある。

本発明の更に他の目的は、多重出力間の位相差を一定に維持し、マイクロ波およ びミリメートル波の周波数での動作に適した移相回路を提供することにある。

本発明の別の目的は、最小の信号減衰量で、広い周波数範囲にわたって多重出力 間の位相差を一定に維持する移相回路を提供することにある。

２、発明の構成 本発明のこれらの目的および他の目的を達成するために、広い周波数範囲にわた って多重出力間の位相差を一定に維持する新規な広帯域移相回路は、入力信号を 基準位相でおよび基準位相から１８０°異なる位相で供給する手段を含む。移相 回路の出力手段は、第１の出力信号を出力する第１の出力ポートおよび該第１の 出力信号から一定の位相差、通常９０°の位相差を有する第２の出力信号を出力 する第２の出力ポートを含む。

更に、移相回路は四枝路全通過回路網を含み、その各枝路は振幅応答特性が周波 数に対して一定で、かつ位相応答特性が周波数の関数として変化する全通過回路 網であり、各枝路からの出力端子は出力ポートに接続し得るようになっている。

この移相回路の第１及び第４の枝路は第１および第４の出力端子において１８０ ｍの位相差が得られるように同じ値を有する素子から成る２つの相互に反転した 回路形式に形成され、第２および第３の枝路は第２および第３の出力端子におい て１８０＠の位相差が得られるように同じ値を有する素子から成る２つの相互に 反転した回路形式に形成されている。このように相互に反転した構成の枝路は周 波数範囲にわたって全ての端子間における振幅および位相応答関係を均等化する ように作用する。最後に、第１および第２の枝路の構成素子の値は第１および第 ２の出力端子において９０°の位相差を形成するように選択され、これにより所 与の出力位相に対してθ°、９０”、１８０”および２７０”の出力がそれぞれ 発生される。

本発明の１実施例によれば、各枝路は一方の入力ポートと出力端子との間に接続 された抵抗および他方の入力ポートと出力端子との間に接続されたコンデンサを 有し、１次の全通過回路網を形成する。この回路網においては、第１および第４ の枝路のＲＣ積（抵抗値と容量値との積）は等しく、また第２および第３の枝路 のＲＣ積は等しく、所望の動作周波数範囲の設計上の中心に対して対称的に設定 されている。

広い動作スペクトルが必要な場合には２次の全通過回路網が各枝路に使用される 。この場合、各枝路は一方の入力ポートと出力との間に接続された第１の直列接 続の抵抗−コンデンサ組合せ回路、他方の入力ポートと出力との間に接続された 第２の並列接続の抵抗−コンデンサ組合せ回路、および出力とアースとの間に接 続された第３の並列接続の抵抗−コンデンサ組合せ回路を有する。第１および第 ４の枝路の各抵抗−コンデンサ組合せ回路のＲＣ時定数は互いに等しいように設 定され、第２および第３の枝路の各抵抗−コンデンサ組合せ回路のＲＣ時定数は 互いに等しいように設定されている。

前述した２次の全通過回路網の減衰量はローハイ（ｌｏｗ−ｈｉｇｈ）またはハ イロー（ｈｉｇｈ−１ｏｗ）通過回路網と称される２つの択一的な回路の一方に よってさらに低減することができる。ローハイ回路網においては、各枝路は第１ および抗および第２のコンデンサから成る第１の抵抗−コンデンサ組合せ回路、 第１の抵抗−コンデンサの接続点と前記第２の入力ポートとの間に記載順に直列 に接続されている第２のコンデンサおよび第２の抵抗から成る第２の抵抗−コン デンサ組合せ回路、ならびに第１の抵抗−コンデンサの接続点と第２の抵抗−コ ンデンサの接続点との間に記載順に直列に接続されている第３のコンデンサおよ び第３の抵抗から成る第３の抵抗−コンデンサ組合せ回路を有する。

第２の抵抗−コンデンサの接続点は出力端子を形成し、第３の抵抗−コンデンサ の接続点はアースに接続されて、回路網が完成する。

上述した抵抗とコンデンサよりなる回路網の最適な構成素子の値は容易に計算す ることができる。最適な値はモノリシック技術で容易に形成することができる範 囲のものであり、マイクロ波およびミリメートル波の周波数における有効なベク トル発生器を形成する。高周波数動作用の適切な基板材料はヒ化ガリウムである 。

本発明の特徴は特許請求の範囲に記載されている。しかしながら、本発明自身は 他の目的および利点とともに添付図面を参照した以下の説明からよりよく理解さ れよう。

図面の簡単な説明 第１図は広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定（典型的には９０ ″または９０″の倍数）に維持するようにした、各枝路が１次の全通過回路網で ある四枝路全通過回路網を含む本発明による第１の移相回路を示す筒路線図であ る。

ｔＪ２図は各枝路を、減衰量が大きいが位相差が一定に維持される周波数範囲を 拡大する２次の全通過回路網で構成した第２の四枝路全通過回路網の回路図であ る。

第３図は各枝路を、一定の位相差が維持される周波数範囲を拡大する２次の全通 過回路網で構成して、減衰量を低減するようにさらに変更した第３の四枝路全通 過回路網の回路図である。

第４図は各枝路を、一定の位相差が維持される周波数範囲を拡大する２次の全通 過回路網で構成して、減衰量を低減するようにさらに変更したものであって、上 記の第３の四枝路全通過回路網とは、抵抗がコンデンサに置き換えられ、コンデ ンサが抵抗に置き換えられている点で異なり、その他は同じ回路構成である第４ の四枝路全通過回路網の回路図である。

第５図は４ギガヘルツで動作し、第２図に示す形式の２次の全通過回路網を使用 した本発明の実施例の更に完全な電気回路図である。

第６図はモノリシック集積回路上の抵抗、コンデンサ、導体およびトランジスタ の位置を特に示す第５図の実施例の、コンピュータにより作成したプリント回路 の平面図である。

第７図は３乃至５千メガヘルツの周波数範囲にわたる第５図および第６図に示す 実施例の位相特性を示すグラフで本発明の実施例の移相回路が第１図に示されて いる。この移相回路は入力ポートＰ１およびＰ２に振幅が同じで位相が反対の２ つの信号を受けて、２つの出カポ−）Ｐ３およびＰ４に振幅が同じで、位相が出 力基準に対する４つの位置の内の１つである９０°だけ異なる２つの信号を発生 するように設計されている。図示のように、出力ポートＰ３の信号は出力基準に 対して０＠または１８０°であり、出カポ−）Ｐ４の信号は出力基準に対して２ ７０”または９０＠である。このため、選択された出力状態に応じて、出カポ− ）Ｐ３およびＰ４の出力は４つの状態、すなわちＰ３がＯ＠でＰ４が９０°、Ｐ ３が０″でＰ４が２７０”　。

Ｐ３が１８０°でＰ４が９０＠、およびＰ３が１８０”でＰ４が２７０ａの４つ の状態をとる。

第１図に示す移相回路は３０ギガヘルツ乃至８０００ギガヘルツ（上限は自由） の範囲の周波数で使用されるように設計される。したがって、この移相回路は、 マイクロ波またはミリメートル波のスペクトルで動作する回路に適用することが できるモノリシック集積回路技術を使用して製造することができる。第１図の移 相回路は位相シフト（移相）を行うための導体、抵抗およびコンデンサのような 受動素子、ならびにインピーダンス整合および利得を得るため入力および出力ト ランジスタのような能動素子を有し、単一のモノリシック半導体基板上に形成で きるように構成されている。この機能を達成する基板は、許容できないような損 失を生じることなく点から点への導４、抵抗およびコンデンサを設けるための半 絶縁または絶縁領域を形成できるとともに、能動素子を形成するための局部化さ れた半導体領域を形成するのに適切なものでなければならない。

本発明による移相回路は、１つ、の重要な用途として、アンテナ配列の構成素子 に供給されまたは構成素子から取り出される電波の位相をディジタル的に制御す る移相システムに用いられる。このような用途においては、多数のディジタル位 相制御組合せ回路が１つの装置に使用され、各組合せ回路は個々の位相調整を受 ける。このような組合せ回路において、本移相回路によって供給される９０°の 相互位相関係を有する電波は別々のディジタル制御式スケーラに供給され、次い で再び組み合わされて元の信号を移相したものを形成する。このようにして発生 される合成ベクトルは各９０＠の象限内で多数の角度に正確に設定することがで きる。

第１図に示す移相回路は、基準位相の入力信号を供給するだめの第１の入力ポー トおよび基準位相から１８００ずれた入力信号を供給するための第２の入力ポー トを有する入力手段、ならびに所定の位相の第１の出力信号を取り出すための第 １の出力ポートおよび第１の出力信号がら一定の位相差（９０１または９０＠の 倍数）の第２の出力信号を取り出すための第２の出力ポートを冑する出力手段を 含む。さらに移相回路は四枝路全通過回路網により完成され、その各枝路は本質 的に全通過回路網であり、また各枝路は第１および第２の入力ポート間に接続さ れている。

第１図に示す入力手段は一対の電界効果トランジスタＴ１およびＴ２を有し、各 トランジスタはソースフォロワ形式に接続されている。このためトランジスタは １０００乃至２０００オームのインピーダンスで通常同じ基板上の前段の回路に よって駆動することができ、同時に四枝路全通過回路網に対して典型的には２０ ０オームの区間インピーダンスの一対の低インピーダンス信号源を構成すること ができる。更に詳しく説明すると、入力手段の第１の電界効果トランジスタＴ１ は、そのドレインが端子すなわちパッドＰ５に通ずるＢ＋バスに接続され、ソー スがノードＮ１に接続されて、さらに負荷抵抗Ｒ６を介して共通またはアース接 続部（パッドＰ６）に接続されている。第２の電界効果トランジスタＴ２はその ドレインがパッドＰ５に通ずるＢ＋バスに接続され、ソースがノードＮ２に接続 されて、さらに負荷抵抗Ｒ７を介してパッドＰ６に接続されている。

基準位相の入力信号がパッドＰ１を介してトランジスタＴ１のゲートに供給され 、基準位相がら１８ｏ０ずれた入力信号がパッドＰ２を介してトランジスタＴ２ のゲートに供給される。上述したように、トランジスタＴ１およびＴ２のゲート に供給される入力信号は四枝路全通過回路網１゜の入力ノードＮ１およびＮ２に 供給される。

全通過回路網１０は４つの枝路を有する抵抗−コンデンサ回路網であり、図の中 で破線によって囲まれた部分である。全通過回路網１０の各枝路はそれ自身も全 通過回路網であり、入力ノードＮ１およびＮ２の間に直列に接続された抵抗およ びコンデンサから構成されている。各枝路の中の接続点（抵抗とコンデンサとの 持続点）が対応する出力ノード（Ｎｉｌ、Ｎ１２．Ｎ１３またはＮ１４）に接続 され、これは出力手段を介して次の利用装置に結合される。

全通過回路網１０の第１の枝路１１は入力ノードＮ１およびＮ２の間に記載順に 直列に接続されている値Ｒ１の第１の抵抗および値Ｃ１の第１のコンデンサから 構成されている。その接続点は出力ノードＮｉｌに接続されている。

第２の枝路１２は入力ノードＮ１およびＮ２の間に記載順に直列に接続されてい る値Ｃ２の第１のコンデンサおよび値Ｒ２の第２の抵抗から構成されている。第 ２の枝路中の接続点は出力ノードＮ１２に接続されている。第３の枝路１３は入 力ノードＮ１およびＮ２の間に記載順に直列に接続されている値Ｒ２の第１の抵 抗および値ｃ２の第２のコンデンサから構成されている。第３の枝路中の接続点 は出力ノードＮ１３に接続されている。第４の枝路１４は入力ノードＮ１および Ｎ２の間に記載順に直列に接続されている値Ｃ１の第１のコンデンサおよび値Ｒ １の第１の抵抗から構成されている。第４の枝路中の接続点は出力ノードＮ１４ に接続されている。

この全通過回路網１０の回路特性はその回路構成および割り当てられた回路値を 参照して説明される。第１および第４の枝路１１および１４は同じ部品すなわち 同じ値の抵抗およびコンデンサで構成され、互いに並列に接続されている。しか し各枝路の部品は入力ノードＮ１およびＮ２の間に他方に対して逆の順序で接続 されている。この結果、出力ノードＮｉｌおよびＮ１４における第１および第４ の枝路間の位相差は１８０°になる。

第２および第３の枝路間の関係は同様である。第２および第３の枝路は同じ部品 すなわち同じ値のコンデンサおよび抵抗を有し、互いに並列に接続され、各枝路 部品は入力ノードＮ１およびＮ２の間に他方に対して逆の順序で接続されている 。この結果、出力ノードＮ１２およびＮ１３における第２および第３の枝路間の 位相差は１８０°になる。

最後に、第１および第４の枝路の抵抗およびコンデンサの値（Ｒ１およびＣＩ） は、第１および第４の枝路と第２および第３の枝路との間に９０″の位相差が生 じるように第２および第３の枝路の抵抗およびコンデンサの値（Ｒ２およびＣ２ ）に対して選択される。出力ノードＮ１２を基準位相のポートとすると、ノード Ｎ１４に現われる位相は９０°であり、出力ノードＮ１３に現われる位相は１８ Ｏ′″であり、出力ノードＮｉｌに現われる位相は２７０゜である。このように 出力は４つの象限の位相位置の各々で得られる。

第１および第２の枝路の入力電圧と出力電圧との間の関係を説明するベクトル図 が第１Ｂ図に示されている。この図には円が示され、この円の中心はゼロ信号電 圧またはアース電位に対応し、半径はアースに対して測定されたノードＮ１およ びＮ２の入力電圧＋Ｖ　ＩＮおよび−Ｖ　ＩＮの大きさにそれぞれ等しい。ノー ドＮ１の入力電圧は円の中心から右に向かって引かれて円と交差するベクトルで 表わされている。ノードＮ２の入力電圧は円の中心から左に向かって引かれて円 と交差するベクトルで表わされている。

２つの入力電圧（＋　Ｖ　ＩＮおよび−Ｖ　ＩＮ　）は並列な各枝路の両端間に 加算されるように供給される。第１の枝路１１においては、この電圧の和が直列 接続された値Ｒ１の抵抗および値Ｃ１のコンデンサに供給され、電流１１を発生 する。Ｒ１の抵抗に流れる信号電流によって生ずる電圧降下は（Ｒ１）ｉ＋であ り、Ｃ１のコンデンサに流れる信号電流によって生ずる電圧降下はｊｉｂ／ω（ Ｃ１）である。

抵抗およびリアクタンス回路素子における２つの電圧降下は互いに直交する電圧 成分を形成し、加算された入力電圧に等しい。部品の値および動作周波数は抵抗 電圧成分およびリアクタンス電圧成分の相対的な大きさ、したがってノードＮｉ ｌにおける出力電圧の位相を定める。図においては、選択された値はノードＮｉ ｌの出力電圧を第３象限に設定する。

全通過回路網は信号周波数の関数として信号振幅が低減しないことを意味するが 、ノードＮｉｌにおける出力電圧を表わすベクトルの先端はＶ　ＩＮの絶対値に 等しい円周上にある。しかしながら、ベクトルの先端は第３象限内移動する。

ノードＮ１２における枝路１２からの出力を表わすベクトルの位置および大きさ は同様に決定される。また、枝路１２の入力電圧は入力電圧＋Ｖ　ＩＮおよび− Ｖ　ＩＮのベクトル加算を表わしている。しかしながら、この第２の枝路におい ては抵抗の値Ｒ２およびコンデンサの値Ｃ２はＲ１およびＣ１のとは異なり、ま た接続順序が逆になっていて、ノード１２における出力電圧を表わすベクトルが 第２象限内に設定される。

ノードＮｉｌおよびＮ１２の出力間の直角位相関係を達成するために、回路部品 の値は所望の周波数範囲の中心周波数においてベクトル（Ｒ２）ｉ：が水平軸か ら下方に２２．５°の角度で伸び、ベクトルｉ＋／ω（Ｃ１）が水平軸から下方 に２２．５”の角度で伸びるように選択される。

Ｒ１およびＣ１の値がこの角度関係を満足する場合には、アースを基準としたノ ードＮｉｌの出力電圧が結果としてノードＮ２の電圧−Ｖ　ＩＮを表わすベクト ルから位相が４５度異なる。同様にして、アースを基準にしたノードＮ１２の出 力電圧がノードＮ１の電圧Ｖ　ＩＮを表わすベクトルから位相が４５度異なる。

これはノードＮｉｌおよびＮ１２の２つの出力を直角位相に設定する。

これらの２つの出力間における直角位相関係は１つの中心周波数において正確に 形成される。周波数が増大するにつれて、容量性リアクタンスが抵抗に対して低 下し、また枝路１１および１２の構成素子が反転しているので、ノードＮｉｌお よびＮ１２の出力ベクトルは両方とも反時計回りに回転する。周波数が低下する 場合には、この逆になる。

図示の回路においては、適切に入力インピーダンスが低く、出力インピーダンス が高い場合、９０＠の関係は２．１対１の周波数範囲にわたって４″以内に維持 される。

上述した調節の代わりに、２つのノードＮｉｌおよびＮ１２の出力の位相関係を 中心周波数において故意にずらしておく。位相関係（位相差）はこの中心周波数 に対して高いものと低いものとの２つの周波数において正確に９０＠にする。こ れらの２つの周波数よりも更に高くまたそれらよりも更に低い２つの周波数にお いて、位相エラーが中心周波数において故意に導入したものと同じになる。この エラーは中心周波数におけるエラーとは反対の極性を有する。

正確に９０°の関係から４＠の最大偏差にした場合、帯域幅は３対１に増大する 。１″のエラーが許容される別の例では、中心周波数におけるエラーを１＠にす ると、１．７対１の帯域幅比に対応する周波数においてエラーはゼロになってか ら、再び１°になる。

枝路１３および１４は枝路１１および１２と同じように設計されている。

これらを設けることによって２倍の利点がある。これは４象限の位置の各々にお いて位相関係を得ることができる。

更に、枝路１１は枝路１４と並列で、相互に反転した関係にあり、また枝路１２ は枝路１３と並列で、相互に反転関係にある。これらの並列に構成された枝路は 、有限かつゼロでない入力インピーダンスを使用しなければならないという問題 を補償する傾向があり、その結果正確な直角位相関係が維持される範囲を拡大す る。このようにして、４つの出力ノードＮｉ１．Ｎ１２．Ｎ１３およびＮ１４は θ″。

９０＠、１８０°および２７０＠の信号をそれぞれ出力手段に供給し、最終的に 利用される。

四枝路全通過回路網１０はこの回路の対称性によって２つのソースフォロワＴ１ およびＴ２に対して等しい負荷インピーダンスを設定する。ノードＮ１およびＮ ２間の位相および振幅関係は、２つの類似しない枝路のみを有する場合に生じる ようなソースフォロワＴ１およびＴ２に対する負荷インピーダンスの非対称性に よって乱されることなく、入力ポートＰ１およびＰ２に現われたものと同じ程度 の正確さを維持する。

第１Ａ図に示すように、出力手段は４つの二重ゲートＭＥＳＦＥＴ　（Ｔ３．Ｔ ４．Ｔ５およびＴ６）を有し、これらのＭＥＳＦＥＴはθ″または１８０°の信 号を出力バッドＰ３に供給し、２７０＠または９０″の信号を出力パッドＰ４に 供給するように接続されている。

二重ゲートＭ　Ｅ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔは第２のゲートがスイッチング機能を備えた スイッチとして動作するように設計されている。第１の二重ゲー）ＭＥＳＦＥＴ 　（Ｔ３）はソースがアースに接続され、信号ゲートが枝路１２内の接続点に接 、続され、またそのスイッチング・ゲートが、ゼロ位相出力が望ましい場合にデ ィジタル信号を供給するためのパッドＰ８に接続されている。トランジスタＴ３ のドレインは負荷抵抗Ｒ８を介してＢ＋パッドＰ５に接続されている。二重ゲー ）ＭＥＳＦＥＴ　（Ｔ４）は同様に接続されて、その信号ゲートがノードＮ１′ ３に接続され、スイッチング・ゲートがパッドＰ９に接続され、このパッドＰ９ には１８０＠の移相に対応する信号が発生し、ドレインはトランジスタＴ３のド レインと共通に出力パッドＰ３に接続されている。

第１Ａ図の回路のモノリシック構成は高い動作周波数の広い範囲を有する。開示 されているモノリシック構成では、ヒ化ガリウムの基板が使用され、第１Ａ図の 回路は３０ＭＨｚから８　ＧＨｚまでの周波数範囲にわたって現在の技術により 動作させることができる。２５０　ＭＨｚがら６　ＧＨｚまでの周波数範囲にわ たる出力スイッチを除いて第１Ａ図に示すものに類似した特定な実施例について の性能が立証されている。

第１Ａ図の回路のヒ化ガリウム上のモノリシック構造は一部は回路素子とアース との間ならびに種々の回路素子間の寄生容量が小さいため、また一部は種々の回 路素子を支持している半絶縁基板の損失のない性質のために、マイクロ波の周波 数で動作することが可能である。小さな寄生容量はモノリシック形式に構成した 回路の物理的寸法が小さいことによる。これは寄生容量が回路の線形寸法に比例 して増大するからである。損失がないことは、能動半導体領域内でなく基板にお いて実現されるヒ化ガリウムの非常に高く大きな体積抵抗によるものである。

これらの周波数範囲にわたる性能は、全通過回路網の形成に必須の静電容量、抵 抗およびコンダクタンスが所望の設計値で実現され、好ましくない寄生分がない ということによるものである。金属−絶縁体−金属コンデンサとしてモノリシッ ク・チップ上に形成されるコンデンサの値は、絶縁体の厚さがヒ化ガリウム基板 の厚さに比較して非常に小さいということによってアースに対する寄生容量より 大きい。コンデンサの誘電体の厚さは典型的には０．１４乃至０．２２ミクロン であり、基板の厚さは典型的には４００ミクロンである。また、この厚さの関係 はプリントされた抵抗および導体のアースに対する容量を低減させる。

第１Ａ図に示す全通過回路網は、信号の電力消費はあるけれども、公称電圧減衰 がゼロである。生じる電力損失は、ＦＥＴよりなる出力スイッチ（第１Ａ図の７ ３−７６）の電力利得によって補われる。

第１Ａ図の回路の全通過回路網は信号対雑音比の悪化を避けるために適切なレベ ルに予め増幅した後の低雑音信号を受けるように使用されるか、または信号がま だ低電力レベルにある場合の伝送路に使用される。従って、第１図の構成は簡単 で、損失が低く、直角位相の正確さを１°のずれにして１．７の相対帯環幅にす るかまたは直角位相の正確さを４°のずれにして３の相対帯域幅にすることが出 来る場合に低信号レベルで動作するのに適している。

第１Ｂ図の構成のための主要な部品の値は次の通りである。ＦＥＴソースフォロ ワのトランジスタＴ１およびＴ２は１２０ミクロンの「大きな」ゲート幅の素子 であり、またソース負荷抵抗Ｒ６およびＲ７は１８７．５オームの値を有し、こ の値は位相応答特性における最適な正確さを達成するために全通過回路網に対し て適切な低い駆動インピーダンスを達成するような「低い」値である。ＦＥＴソ ースフォロワの出力トランジスタは高インピーダンス素子である。図示しない実 際の構造においては、カスケード接続された単一ゲートの素子が図示の二重ゲー ト素子の代わりに使用され、ソースフォロワの出力段は３０ミクロンの「小さい 」ゲート幅の素子を使用し、またソースの負荷は１５００オームである。それか ら、ソースフォロワは出力バッドＰ３に接続される前に同様な大きさの素子の出 力段にカスケード接続される。全通過回路網自身においては、抵抗Ｒ１の設計値 は７７７オームであり、容量ｃ１は１゜９５ピコフアラツドであり、抵抗Ｒ２は ３８８．４オームであり、容量Ｃ５は０．６６８ピコフアラツドである。

第１Ａ図の回路における素子の値の選択は周知の関係によって決定される。（Ｒ １）（ＣＩ）および（Ｒ２）（Ｃ２）の幾何平均により、一定の移相を必要とす る周波数範囲の幾何学的中心である１／ω。が設定される。それから、中心周波 数（ω０）において、個々の抵抗Ｒと容量Ｃの対のＲＣ積の値は次の関係がある 第１Ｂ図の角度関係を生じるように設定される。

（Ｒ１）　ωＯ（ＣＩ）−ｔａｎ　２２．５゜（Ｒ２）　ωｏ　（Ｃ２）−ｃｏ ｔａｎ　２２．５”　（１）ＲＣ積のみがこれらの関係により設定されるので、 関連する容量性リアクタンスに対して抵抗の値を大きくしたり小さくしたりする 設計の自由がある。

第２図は、第１Ａ図の１次の回路網におけるより広い周波数範囲にわたって、お よび／または角度の正確さをより改善して、直角位相関係が維持される全通過回 路網を示している。第２図の全通過回路網は周波数の変化によるベクトルの角度 変位が前記１次の回路網の場合の１８００の範囲に限定されず３６０’であると いう点において「２次の」回路網と称される。更に、適切に比例させることによ ってダブルハンプ（ｄｏｕｂｌｅ−ｈｕｏｐ　）の移相を達成することができる 。第２図の構成では、帯域幅が広くなるが、これは抵抗および容量性回路素子の 数を増大することによって達成され、典型的には１２ｄｂの信号損失が生じる。

回路素子の増大はさほど問題ではないが、信号損失は補償することが必要である 。正確な位相応答特性が維持される周波数範囲は４分の１度の角度の正確さにす る場合は約６対１であり、２度の角度の正確さにする場合は９対１の範囲である 。

２次の回路網は４つの並列の枝路２１，２２．２３および２４で構成される。こ れらの枝路は第１Ａ図の構成で４つの並列の枝路１１．１２．１３および１４と 置き換えられるものである。第１の実施例の場合と同様に、第２図の構成の４つ の枝路の各々は同じ抵抗−コンデンサ構成資有し、第１の枝路の抵抗およびコン デンサの値は第２の枝路のものと異なっている。第４の枝路の抵抗およびコンデ ンサの値は第１の枝路のものと同じであり、第３の枝路の抵抗およびコンデンサ の値は第２の枝路のものと同じである。

更に、第４の枝路は入力ノードＮ１およびＮ２間の接続において第１の枝路に対 して反転されており、第３の枝路は入力ノードＮ１およびＮ２の間の接続におい て第２の枝路に対して反転されている。第１の実施例の場合と同様に、各枝路は それ自身も全通過回路網であり、反転されて並列に接続されている。更に、同じ 値の構成素子を有する一方の対の枝路はその構成素子の値が必要な直角位相関係 を形成するために他方の対の枝路に対して調節される。

Ｎ２図の構成の第１の枝路２１は３つの抵抗−コンデンサ対（Ｒ２１，Ｃ２１） ；　（Ｒ２２，Ｃ２２）；　（Ｒ２３゜０２３）から構成されている。第１Ａ図 に示すように、第１の枝路はノードＮ１およびＮ２の間に接続され、この枝路か らの出力はノードＮｉｌに接続されている。コンデンサＣ２１および抵抗Ｒ２１ から成る第１の抵抗−コンデンサ対は入力ノードＮ１および出力ノードＮｉｌの 間に記載順に直列に接続されている。第２の抵抗−コンデンサ対を構成するＲ２ ２およびＣ２２は出力ノードＮｉｌと入力ノードＮ２との間に並列に接続されて いる。第３の抵抗−コンデンサ対の構成素子は出力ノードＮｉｌと信号アースと の間に並列に接続されている。

第２の枝路２２は第１の枝路２１と同じ構成を有しているが、入力ノードＮ１お よびＮ２間に逆の順序で接続され、出力は出力ノードＮ１２に接続されている。

更に、第２の枝路の各構成素子の値は必要な直角位相関係を達成するために第１ の枝路とは異なっている。同様にして、第３の枝路２３は出力ノードＮ１３に接 続され、第４の枝路２４は出力ノードＮ１４に接続されている。

４つの枝路２１．２２．２３および２４によって形成される第２図の回路網は周 波数に対する位相応答特性においていくつかのモードの「平坦さ」に対して最適 化されている。最適化は９０”を決して超えないように、または９０＠を中心と しその上下に選択された偏差以上状して超えないように設定できる。許容し得る 偏差は例えば４°の非常に大きい値、またはそれよりずっと小さい値０．２゜に 設定できる。第２図の回路網で素子の値を特定の値に選択した場合、１９００Ｍ Ｈｚから８１００ＭＨｚまでの位相応答特性は８９．８°の低い値から９０．２ ２°の高い値まで変化した。これは角度精度において±０．２°の最大許容差を 達成している。±２°の許容差をとり、同等の構成素子の値を使用した場合、有 益な周波数範囲は約１３００ＭＨｚから１１７００ＭＨｚであり、これは約９対 １の範囲である。

第２図の構成の回路素子の第１の最適な設計値は次の通りである。

Ｒ２１−１３０，７５：　Ｒ２２−８９５，１９：　Ｒ２３−２２８，９；Ｃ２ １−０，５９２２ｐＦ　；　Ｃ２２−０，１１１４ｐＦ　：　Ｃ２３Ｊ、３３８ ３ｐＰ　；Ｒ２４−１３０，７５；　Ｒ２５−８９５，１９：　Ｒ２Ｂ　−２２ ８，９：Ｃ２４＝０．１Ｂ４５ｐＰ　：　Ｃ２５−０，００３０９４ｐＦ　；　 Ｃ２Ｂ　−０，０９３９６ｐＰ。

第１および第４の枝路における６個のＲＣ組合せ回路は同じ時定数を有し、第２ および第３の枝路の６個のＲＣ組合せ回路は同じ時定数を有する。これらの時定 数によって設定される２つの中心周波数の幾何平均は２０３５．４８である。計 算されたＱは０．３０１５であり、ここでＱは模範的なＬＣ回路における抵抗に 対する容量性リアクタンスの比率である。

最大の平坦な応答性はω２／ω＋−３，３５９であるときに生じることが証明さ れる。

Ｑ−１−０，３２１８ 計算においては第１および第２の枝路の６個のＲＣ組合せ回路の時定数は第１の 値（１／ω１）に等しく設定され、第２および第３の枝路の６個のＲＣ組合せ回 路の時定数は第２の値（１／ω２）に等しく設定される。

（１／ω＋　）　−（Ｒ２１）（Ｃ２１）−（Ｒ２２）（Ｃ２２）−（Ｒ２３） （Ｃ３３）　（２）（１／ω２　）　−（Ｒ２４）（Ｃ２４）−（Ｒ２５）（Ｃ ２５）−（Ｒ２Ｂ）（０２Ｂ）第１の値（１／ω１）および第２の値（１／ω２ ）は所望の動作周波数範囲の中心に対して対称に選択される。この点で、回路の Ｑおよび応答特性の平坦性に影響を与える時定数の差が決定される。Ｑの値に例 えば０．３を与えると、個々の電気回路素子の値を計算することができる。

回路のＱを０．３にすると、入力電圧に対する出力電圧の比率は約１２ｄｂの電 圧減衰量に相当する０、２１である。

全通過回路網は、その計算式は上述したものであるが、直列枝路の抵抗−コンデ ンサ対（Ｒ１）（ＣＩ）と並列枝路の抵抗−コンデンサ対（Ｒ２）（Ｃ２）とで 構成される帯域通過回路網から導くことができる。直列枝路の対（Ｒ１）（ＣＩ ）は想定した３端子回路網の非接地入力端子と非接地出力端子との間に接続され 、並列枝路の抵抗−コンデンサ対は非接地出力端子と回路網の共通端子との間に 接続されている。この構成は帯域通過応答特性を有する。その応答特性はＱが０ ．５より小さい同調回路と同様である。

ベクトル図上では、この回路網の応答特性はゼロ振幅およびゼロ周波数から開始 して、ゼロ振幅および無限大で終了する完全な円になる。中心周波数で応答特性 はピークになる。帯域通過応答特性はベクトル図のゼロ点を円の中心にシフトさ せることによって全通過応答特性に変換される。

これは全通過型の回路網（Ｒ２）（Ｃ２）および（Ｒ３）（Ｃ３）の分圧作用に よって達成される。

第３図の四枝路全通過回路網は第２図に示す全通過回路網の変形を表わす２次の 回路網である。この変形は第２図の回路網における約１２ｄｂの典型的な信号損 失を第３図の回路網においては５ｄｂに低減するという効果をもつ。前述した実 施例と同様に、各枝路はそれ自身が全通過回路網であり、また各枝路は反転され て並列に接続されている。更に、同じ値の素子よりなる一方の対の枝路は必要な 直角位相関係を得るために他方の対の枝路に対して構成素子の値が調節される。

第３図の回路網の第１の枝路３１は３つの抵抗Ｒ３１゜Ｒ３２およびＲ３３なら びに３つのコンデンサＣ３１，Ｃ３２およびＣ３３から構成されている（第３図 の回路網の抵抗およびコンデンサは第２図の構成のように対になっていない）。

抵抗Ｒ３１はコンデンサＣ３２に接続され、両者は入力ノードＮ１と出力ノード Ｎｉｌとの間にその記載順に直列に接続されている。コンデンサＣ３１は第２の 入力ノードＮ２とＲ３１およびＣ３２の接続点との間に接続されている。抵抗Ｒ ３２は入力ノードＮ２と出力ノードＮ１１との間に接続されている。コンデンサ Ｃ３３はＲ３１およびＣ３２の接続点とアースとの間に接続され、抵抗Ｒ３３は 出力ノードＮｉｌとアースとの間に接続されている。

第３図の構成の他の枝路３２，３３および３４は同様に構成される。第４の枝路 ３３は、入力ノードＮ１およびＮ２の間に第１の枝路とは逆の順序で接続され、 かつ出力が出力ノードＮ１４に接続されることを除いて、同じ値の構成素子を有 する第１の枝路３１と構成が同じである。第２の枝路３２は第１の枝路の構成と 同じであって、入力ノードＮ１およびＮ２の間に逆の順で接続され、その構成素 子は別の一組の値を有し、その出力は出力ノードＮ１２に接続されている。

第３の枝路３４は、入力ノードＮ１およびＮ２の間に第２の枝路とは逆の順序で 接続され、かつ出力が出力ノードＮ１４に接続されていることを除いて、同じ値 の素子を有する第２の枝路３１と同じである。

第３図の構成はローパス／バイパス回路網（ロー／ハイ）と称することができ、 その第１部分は抵抗Ｒ３１およびコンデンサＣ３１から成るローパス部分であり 、第２部分はコンデンサＣ３２および抵抗Ｒ３２から成るバイパス部分である。

第３部分は、抵抗Ｒ３３およびコンデンサＣ３３で構成されて、負荷補償を行う もので、回路網のネーミングには入れられていない。

第３図のロー／ハイ構成においては、周波数範囲の中心周波数（ω０）に等しく 設定されている仮想の（Ｒ１）（Ｃｖ）時定数がある。ここにおいて、Ｒ１は仮 想抵抗の値であり、ＣＶは仮想コンデンサの値である。この抵抗−コンデンサ対 は第２図の実施例における第１のＲＣ対に等価なものであるが、中心周波数ω０ に同調している。

第３図の構成において、設計値は次の通りである。

（Ｃｖ　）　＝　（Ｃ１）　（８） （Ｒ３１）　−（Ｒ１）　（１２） ２Ｑ’　（１−２Ｑ） ＶｗＩＩ　１＋Ｑ 第２図の第１、第２および第３のＲＣ対に等価な３つの全てのＲＣ対に対する等 価な回路値は中心周波数ω、−３９００Ｍ）ｌｚに対して次の通りである。

Ｒ２１，Ｒ２４−１６１，９；　Ｒ２２，Ｒ２５−８２８，７；　Ｒ２３，２Ｂ 　−２２８，９。

Ｃ２１−０，４６２１１）Ｆ　：　Ｃ２２−０，０９０４７ｐＰ　；　Ｃ２３− ０，３２６８ｐＰ　：Ｃ２４−０，１３７８ｐＰ　；　Ｃ２５−０，０２６９３ ｐＦ　；　Ｃ２Ｇ　−０，０９７２７ｐＰ　。

最大平坦応答性の場合はω２／ω＋−３，３５９である。

３９００　ＭＨｚの中心周波数、最大平坦応答特性および値ＣＶｌ−０，４６２ １０ｐＦおよびＣＶ２−０．　１３７ｐＰの２つの仮想コンデンサに対する第３ 図のロー／ハイ構成の実際の回路値は次の通りである。

Ｒ３１，Ｒ３４−１６１，８５：　Ｒ３２，Ｒ３５−１２６５，１：　Ｒ３：１ ．Ｒ３［１−１３３３，１：Ｃ３１−０，１１２５ｐＦ　：　Ｃ３２−０，２４ ２８ｐＦ　；　Ｃ３３−０，１０６７ＢｐＰ　：Ｃ３４−Ｑ、０３ａ４９ｐＦ　 ；　０８５−Ｑ、（１７２２９１１１Ｆ　Ｓ　Ｃ３Ｇ　−０，０８１７８ｐＰ。

第３図の構成の場合、入力電圧に対する出力電圧の比率は約５ｄｂの電圧減衰量 に対応する０、５４である。

四枝路全通過回路網の第４の変形例が第４図に示されている。これは第３図の実 施例の概念を使用し、第４図の構成の各枝路が最初にバイパス・フィルタ部分（ Ｃ４１とＲ４１よりなる）を有し、これに続いてローパス・フィルタ部分（Ｒ４ ２とＣ４２よりなる）を有し、このローパス・フィルタ部分に補償部分（Ｒ４３ とＣ４３よりなる）を加えたものからなるように変更されている。第４図の構成 は第３図の構成に類似した設計であり、第４図の抵抗は第３図のコンデンサに対 して置き換えられ、第４図のコンデンサは第３図の抵抗に置き換えられていると いう点において異なっている。

換言すると、第４図の実施例の第１及び第４の枝路は構成が同じであって、同じ 素子の値を有するが、入力ポート間で相互に反転されている。第４図の実施例の 第２および第３の枝路は構成が同じであって、同じ素子の値を有するが、入力ポ ート間で相互に反転されている（これは第３図の実施例でも同じである）。

第４図の構成の設計においては、周波数範囲の中心周波数（ω０）に等しく設定 された仮想の（Ｒｖ）（Ｃ１）時定数を用いる。ここにおいて、Ｃ１は仮想コン デンサの値であり、Ｒｖは仮想抵抗の値であり、この抵抗−コンデンサ対は第２ の実施例の最初のＲＣ対に等価であるが、中心周波数ω０に同調している。

第１および第２の枝路の対応する構成素子は共通の係数（ｋ）によって値が設定 される。

（Ｒ３１）（Ｃ３１）−ｋ　（Ｒ３４）（Ｃ３４）（Ｒ３２）（Ｃ３２）−ｋ　 （Ｒ３５）（Ｃ３５）（Ｒ３３）（Ｃ３３）−ｋ　（Ｒ３６）（Ｃ３６）ここに おいて、ｋは第１および第２の枝路のそれぞれの放射周波数の比率に等しく、こ のそれぞれの放射周波数および回路のＱは最適応答特性を達成するように選択さ れる。

第４図の構成においては、設計値は次の通りである。

（Ｒｖ）−（Ｒ１）　（１６） ｖｌｌｌ　１＋Ｑ 中心周波数ωｏ”３９００ＭＨｚに対して第２図の第１、第２および第３のＲＣ 対に対応する３つの全てのＲＣ対の等価な回路値は第３図の構成について前述し た通りである。

３９００　Ｍ）ｌｚに中心周波数を有する最大平坦応答特性を得るために回路の Ｑを０．３２１８とした場合、回路値は次の通りである。

（Ｒｖ　＝１８１４６） Ｒ４１，Ｒ４４−６６４，１＋３　；　Ｒ４２，Ｉ？４５　−３０８．０　：　 Ｒ４３，Ｒ４［ｉ　−７００，６；Ｃ４１＝０．４６２１ｐＦ　；　Ｃ４２−０ ，０５９１２ｐＦ　：　０４ｇ　−０，０５６１０ｐＦ　：Ｃ４４−０，１３７ ６ｐＰ　：　Ｃ４５−０，０１７８ｐＦ　；　Ｃ４６−０，０１６７ｐＦ　。

第４図の構成において、入力電圧に対する出力電圧の比率は約５ｄｂの電圧減衰 量に対応する０、５４である。

「直列−並列」と称される構成に対して「ハイ／ロー」および「ロー／ハイ」と 称される構成の主な利点は挿入損失が少ないことである。この損失は出力対入力 電圧比が低減した形式をとる。直列−並列構成においては、この電圧比は次式に 等しい。

他方の構成においては、次の通りである。

Ｑが０．３の近傍の値であるとき、この電圧比は前述したものとかなり異なって くる。

第２図の全通過回路網を使用した移相回路の完全な回路図が第５図に示されてい る。第５図の構成は前述したカスケード接続された出力段を有している。

第５図の回路のレイアウトは第６図に示されている。第６図に示されているよう に、この回路は外部回路との接続のために周辺にパッドを備えている。一方向の 斜線で記した矩形の部材がコンデンサである。幅の狭い交差斜線の短い線形図形 が導電路であり、点線の外形線で示されている線形図形が抵抗である。このレイ アウトは第５図の電気回路の構成の対称性を多く保持し、大きな入力トランジス タは左側に示され、出力トランジスタは下側およびレイアウトの上側に沿った中 央に示されている。

第７図は、第２図の実施例の３乃至５ギガヘルツの範囲における４つの出力の各 々の位相特性を示す。図には４つの出力についてそれぞれ曲線が示されている。

ボート間の位相差は前述した数学的な説明において更に正確に記述されている。

第７図は主に周波数に対する出力位相の変化が測定範囲にわたって非直線性を有 していることを示すためのものである。本移相回路の多くの用途においては、い くつかのポート間の位相関係の変動が主な関心事であり、基準位相のドリフトで はない。基準位相のドリフトが問題である場合には、初期の位相分割の荊に補償 を導入することができる。

本発明の移相回路を形成する全通過回路網はモノリシック回路に適用された場合 に独自の利点を有する。抵抗およびコンデンサの全ての値におけるトラッキング ・エラーは回路網の性能に僅かな影響を及ぼすだけである。モノリシックに形成 された回路において、処理パラメータの多くの変動は全てのコンデンサおよび全 ての抵抗に比例的に影響を与える。抵抗の値およびコンデンサの値の間の比はマ スり・レイアウトの幾何学的特性によって決定され、絶対的な値はドーピング・ レベルまたは堆積速度の結果である。

コンデンサまたは抵抗の値におけるこのようなトラッキングの変動の影響は回路 網の周波数応答特性の位置を変更することである。回路網が必要条件を超える帯 域幅を有するように設計される場合には、その過剰分がコンデンサおよび抵抗の 両方におけるトラッキング許容誤差を吸収するために使用される。回路網の周波 数応答特性の中心は素子のＲＣ積に逆比例する。

回路に関する用語「全通過」は、周波数が０から無限大まで変化しても振幅伝達 関数が一定である理想的な回路網を意味する。このような理想的回路網のベクト ル記述においては、出力は複素平面における点と円との間に定められるベクトル として特徴付けられる。点は円の中心に設定される。ＡＣ信号がこのような回路 網に供給されると、周波数が変化するとき、その応答特性は出力を表わすベクト ルを円の中心のまわりに回転させる。このような回転は出力の振幅に変化を生じ させないが、位相を連続的な変化させる。

「全通過」回路網は、交差周波数以下の信号を通過させ、かつ交差周波数以上の 周波数の信号を減衰させる振幅伝達関数を有するローパス回路網、およびその逆 の特徴を有するバイパス回路網と区別されるべきものである。また、「全通過」 回路網は、中心周波数の信号を通過させ、がっ中心周波数より高い周波数および 中心周波数より低い周波数の信号を減衰させる帯域通過回路網とも区別されるべ きものである。全通過回路網に適用されるベクトル記述を使用した場合、帯域通 過フィルタの出力ベクトルは複素平面における点と円との間で定められ、点は円 周上に設定される。ＡＣ信号がこのような回路網に供給されると、周波数が変化 するとき、その振幅応答特性は出力を表わすベクトルを中心周波数において円の 直径に等しい最大値に近づけさせ、中心周波数の両側においてゼロの最小値に低 下させる。

理想的なフィルタの用語は、実際のフィルタに適用された場合、指示されている フィルタ素子がこの種の理想的なフィルタに対して予想される性能に近づくこと を意味する。

ここに開示した全ての図の回路網は、ローパス、バイパスおよび帯域通過フィル タ構成を用いて形成することができるが、完全な構成において「全通過」回路網 を形成する。

例えば、第３図および第４図の「ロー／ハイ」および「ハイ／ロー」構成を特徴 付ける場合、終局的に全通過回路網は直列ＲＣ組合せ回路および並列ＲＣ構成を 有する帯域通過構成から形成されるものとして記述できる。その構成は、帯域通 過構成を形成するためにローパス回路網合せ回路に直列に接続されたバイパス回 路網合せ回路に数学的に変換される。並列ＲＣ組合せ回路負荷が加えられること により出力ベクトルの中心が円周上から円の中心に移動すると、回路網は帯域通 過構成から全通過構成に変換される。

後者の回路網が数学的に変換された場合、第３図および第４図に示す２つの最終 的な構成が得られる。

第３図および第４図の最終構成の予期しない結果は、振幅応答特性の平坦さが損 われることなく、または出力ポート間の位相差の精度が悪化することなく、減衰 量が７ｄｂ減少することである。

ＦＩＧ、２ （ＭＨ２） ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、　６ 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定に維持する移相回路に おいて、 （Ａ）入力信号を基準位相で供給する第１の入力ポートと、前記入力信号を基準 位相から１８０°異なる位相で供給する第２の入力ポートとを有する入力手段、 （Ｂ）第１の出力信号を所定の位相で取り出す第１の出力ポートと、前記第１の 出力信号に対して一定の位相差を有する第２の出力信号を取り出す第２の出力ポ ートとを有する出力手段、ならびに （Ｃ）四枝路全通過回路網であって、 第１の枝路が前記第１および第２の入力ポート間に次の記載順に直列に接続され ている値Ｒ１の第１の抵抗および値Ｃ１の第１のコンデンサを有し、 第２の枝路が前記第１および第２の入力ポート間に次の記載順に直列に接続され ている値Ｃ２の第２のコンデンサおよび値Ｒ２の第２の抵抗を有し、両者の接続 点が前記第１の出力ポートに接続されており、 第３の枝路が前記第１の入力ポートおよび前記第２の入力ポート間に次の記載順 に直列に接続されている値Ｃ２の第３のコンデンサおよび値Ｒ２の第３の抵抗を 有し、第４の枝路が前記第１および第２の入力ポート間に次の記載順に直列に接 続されている値Ｒ１の第４の抵抗および値Ｃ１の第４のコンデンサを有し、両者 の接続点が前記第２の出力ポートに接続されており、 前記第１および第４の枝路はこれらの枝路中のそれぞれの接続点の間に１８０° の位相差が生じるように相互に反転した同じ回路網を構成し、また前記第２およ び第３の枝路はこれらの枝路中のそれぞれの接続点の間に１８０°の位相差が生 じるように相互に反転した同じ回路網を構成しており、 前記第１および第２の枝路の構成素子の値によりこれらの枝路の前記接続点の間 に９０°の位相差が形成され、これにより前記第１および第２の出力ポートの出 力を前記所定の位相に対して０°および９０°の位相で得られるようにした四枝 路全通過回路網、を含む移相回路。 ２．前記出力手段が更に、前記第１および第２の出力信号から一定の位相差を有 する第３の出力信号を取り出すために、前記第１の枝路の前記第１の抵抗および 前記第１のコンデンサの間の接続点に接続されている第３の出力ポートと、前記 第１、第２および第３の出力信号から一定の位相差を有する第４の出力信号を取 り出すために、前記第３の枝路の前記第３の抵抗および前記第３のコンデンサの 間の接続点に接続されている第４の出力ポートとを有し、これにより前記所定の 位相に対して０°，９０°，１８０°および２７０°の位相の出力信号が前記出 力ポートに得られる、請求項１記載の移相回路。 ３．前記第１および第４の出力ポートに接続されて、前記所定の位相の、または 前記所定の位相から９０°の２倍の位相差の信号を第１の出力ノードに導き出す 第１のスイッチング手段が設けられ、 前記第２および第３の出力ポートに接続されて、前記所定の位相から９０°の、 または９０°の３倍の位相差の信号を第２の出力ノードに導き出す第２のスイッ チング手段が設けられ、 前記第１および第２の出力ノードにおける出力信号が、０°を前記所定の位相と して、０°および９０°，９０°および１８０°，１８０°および２７０°、な らびに２７０°および０°にそれぞれ対応する９０°の位相差のみで得られる、 請求項２記載の移相回路。 ４．広い周波数範囲にわたって多重出力間の位相差を一定に維持する移相回路に おいて、 （Ａ）基準位相および基準振幅の入力信号を供給する第１の入力ポートと、アー スに対して２つの入力の平衡を取るように基準位相から１８０°ずれた基準振幅 の入力信号を供給する第２の入力ポートとを有する入力手段、（Ｂ）所定の位相 で第１の出力信号を取り出す第１の出力ポートと、前記第１の出力信号に対して 一定の位相差を有する第２の出力信号を取り出す第２の出力ポートとを有する出 力手段、ならびに （Ｃ）それぞれ振幅応答特性が周波数に対して一定であり、かつ位相応答特性が 周波数の関数として変化する端子全通路回路網である各枝路が、前記第１および 第２の入力ポート間に接続され、また出力ポートに接続するための出力端子を有 している四枝路全通過回路網を有し、前記第１および第４の枝路が前記第１およ び第４の出力端子に１８０°の位相差をもたらすように同じ値を有する構成素子 から成る２つの相互に反転された回路を形成し、前記第２および第３の枝路が前 記第２および第３の出力端子に１８０°の位相差をもたらし、かつ前記周波数範 囲にわたって周波数の関数として全ての端子間における振幅および位相応答関係 を均等化するように同じ値を有する構成素子から成る２つの相互に反転された回 路を形成し、前記第１および第２の枝路の構成素子の値により前記第１および第 ２の出力端子に９０°の位相差が形成され、これにより前記所定の位相に対して ０°，９０°，１８０°および２７０°の出力が得られる移相回路。 ５．前記の各枝路が、一方の入力ポートと出力端子との間に接続された抵抗なら びに他方の入力ポートと前記出力端子との間に接続されたコンデンサから構成さ れ、該枝路が周波数の関数として入力信号に対して０°乃至１８０°の別の移相 を行う１次の全通過回路網を形成している、請求項４記載の移相回路。 ６．前記第１および第４の枝路のＲＣ積が等しく、前記第２および第３の枝路の ＲＣ積が等しく、それぞれの時定数が前記周波数範囲の中心周波数に対して対称 に設定されている、請求項１記載の移相回路。 ７．前記の各枝路が、 一方の入力ポートと出力端子との間に接続された、それぞれの値Ｒ１およびＣ１ を有する第１の直列接続された抵抗一コンデンサ組合せ回路と、 他方の入力ポートと出力端子との間に接続された、それぞれの値Ｒ２およびＣ２ を有する第２の並列接続された抵抗一コンデンサ組合せ回路と、 前記出力端子とアースとの間に接続された、それぞれの値Ｒ３およびＣ３を有す る第３の並列接続された抵抗−コンデンサ組合せ回路とで構成され、 積（Ｒ２）（Ｃ２）は積（Ｒ３）（Ｃ３）に等しく、該枝路が周波数の関数とし て入力信号に対して０°乃至３６０°の移相を行う２次の全通過回路網を形成し て、出力間の位相差を一定にする前記全通過特性の周波数範囲を拡大している、 請求項４記載の移相回路。 ８．前記の各枝路において、値Ｒ１とＣ１との積が値Ｒ２とＣ２の積に等しい、 請求項６記載の移相回路。 ９．前記第１および第４の枝路の６つの抵抗−コンデンサ組合せ回路のＲＣ積が 等しく、前記第２および第３の枝路の６つの抵抗−コンデンサ組合せ回路のＲＣ 積が等しく、それぞれの時定数は対数周波数目盛において前記周波数範囲の中心 の両側に対称に設定されている、請求項８記載の移相回路。 １０．前記の各枝路が、 前記第１および第２の入力ポート間に次の記載順に直列に接続されている値Ｒ１ の第１の抵抗および値Ｃ１の第１のコンデンサを有する第１の抵抗−コンデンサ 組合せ回路前記第１の抵抗−コンデンサの接続点と前記第２の入力ポートとの間 に次の記載順に直列に接続されている値Ｃ２の第２のコンデンサおよび値Ｒ２の 第２の抵抗を有する第２の抵抗−コンデンサ組合せ回路と、 前記第１の抵抗−コンデンサの接続点と前記第２の抵抗−コンデンサとの接続点 との間に次の記載順に直列に接続されている値Ｃ３の第３のコンデンサおよび値 Ｒ３の第３の抵抗を有し、該第３の抵抗−コンデンサの接続点がアースに接続さ れている第３の抵抗−コンデンサ組合せ回路とで構成され、 前記第２の抵抗−コンデンサの接続点が前記出力端子を形成している、請求項４ 記載の移相回路。 １１．相異なる枝路における第１のＲＣ組合せ回路のＲＣ時定数の比、第２のＲ Ｃ組合せ回路のＲＣ時定数の比および第３のＲＣ組合せ回路のＲＣ時定数の比が ω２／ω１に等しい定数ｋに等しく、 この場合、ω１は第１の枝路の中心放射周波数であり、ω２は第２の枝路の中心 放射周波数であり、放射周波数の比および回路のＱは最適応答特性を得るように 選択されている、請求項１０記載の移相回路。 １２．前記の各枝路が、 前記第１および第２の入力ポート間に次の記載順に直列に接続されている値Ｃ１ の第１のコンデンサおよび値Ｒ１の第１の抵抗を有する第１の抵抗−コンデンサ 組合せ回路と、 前記第１の抵抗−コンデンサの接続点と前記第２の入力ポートとの間に次の記載 順で直列に接続されている値Ｒ２の第２の抵抗および値Ｃ２の第２のコンデンサ を有する第２の抵抗−コンデンサ組合せ回路と、 前記第１の抵抗−コンデンサの接続点と前記第２の抵抗−コンデンサの接続点と の間に次の記載順に直列に接続されている値Ｒ３の第３の挺抗および値Ｃ３の第 ３のコンデンサを有し、両者の接続点がアース接続されている第３の抵抗−コン デンサ組合せ回路とで構成され、第２の抵抗−コンデンサの接続点が前記出力端 子を形成している、請求項４記載の移相回路。 １３．相異なる枝路における第１のＲＣ組合せ回路のＲＣ時定数の比、第２のＲ Ｃ組合せ回路のＲＣ時定数の比および第３のＲＣ組合せ回路のＲＣ時定数の比が ω２／ω１に等しい定数ｋに等しく、 この場合、ω１は第１の枝路の中心放射周波数であり、ω２は第２の枝路の中心 放射周波数であり、放射周波数の比および回路のＱは最適応答特性を得るように 選択されている、請求項１２記載の移相回路。 １４．前記入力手段は、 （１）前記基準位相の入力信号が供給される制御電極を有するとともに、一方の 主電極がバイアス端子に接続され、他方の主電極が第１の負荷抵抗を介して信号 アースに接続されている、前記第１の入力ポートを構成する第１のトランジスタ と、 （２）前記基準位相から１８０°ずれた入力信号が供給される制御電極を有する とともに、一方の主電極がバイアス端子に接続され、他方の主電極が第２の負荷 抵抗を介して信号アースに接続されている、前記第２の入力ポートを構成する第 ２のトランジスタとを含み、前記四枝路全通過回路網が前記第１および第２のト ランジスタのそれぞれの前記他方の主電極間に接続されている、請求項４記載の 移相回路。 １５．前記第１および第２のトランジスタが、前記四枝路全通過回路網に対して 低インピーダンス駆動を行うようにソースフォロワー回路構成に接続されている 電界効果トランジスタである、請求項１４記載の移相回路。 １６．前記出力手段は、 （１）前記第１の枝路に対して高インピーダンス出力を形成するようにソースフ ォロワー回路構成に接続されている第３のトランジスタ、 （２）前記第２の枝路に対して高インピーダンス出力を形成するようにソースフ ォロワー回路構成に接続されている第４のトランジスタと、 （３）第３の枝路に対して高インピーダンス出力を形成するようにソースフォロ ワー回路構成に接続されている第５のトランジスタと、 （４）第４の枝路に対して高インピーダンス出力を形成するようにソースフォロ ワー回路構成に接続されている第６のトランジスタとを含んでいる、請求項１５ 記載の移相回路。 １７．前記第１および第２の出力信号から一定の位相差を有する第３の出力信号 を取り出す第３の出力ポート、ならびに前記第１、第２および第３の出力から一 定の位相差を有する第３の出力信号を取り出す第４の出力ポートを更に有する、 請求項１５記載の移相回路。 １８．前記出力手段は、 （１）前記第２および第４の枝路に接続され、前記所定の位相の、または前記所 定の位相から９０°の２倍の位相差の信号を第１の出力ノードに選択的に供給す る第１の対のトランジスタ・スイッチと、 （２）前記第１および第３の分岐回路に接続され、前記所定の位相から９０°の 、または９０°の３倍の位相差の信号を第２の出力ノードに選択的に供給する第 ２の対のトランジスタ・スイッチとを含み、 前記第１および第２の出力ノードの出力信号が、０°を前記所定の位相として、 ０°および９０°，９０°および１８０°，１８０°および２７０°，および２ ７０°および０°にそれぞれ対応する９０°の位相差で得られる、請求項４記載 の移相回路。 １９．前記入力手段、前記出力手段および前記四枝路全通過回路網が、前記トラ ンジスタの形成に適切な半導体領域および前記抵抗およびコンデンサの形成に適 切な絶縁領域を有するモノリシック基板上に組み立てられている、請求項１８記 載の移相回路。 ２０．前記基板材料がヒ化ガリウムである、請求項１９記載の移相回路。