JPH0132433Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0132433Y2 JPH0132433Y2 JP1982085105U JP8510582U JPH0132433Y2 JP H0132433 Y2 JPH0132433 Y2 JP H0132433Y2 JP 1982085105 U JP1982085105 U JP 1982085105U JP 8510582 U JP8510582 U JP 8510582U JP H0132433 Y2 JPH0132433 Y2 JP H0132433Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- circuit
- switching
- capacitor
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 23
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 10
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 10
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はCATVバンドをも受信することが可
能な広帯域受信用テレビチユーナに関するもので
ある。
能な広帯域受信用テレビチユーナに関するもので
ある。
従来一般のテレビチユーナにおいては通常空中
線による電波、即ち標準放送を受信することを目
的としていたが、最近米国等ではCATVバンド
をも同時に受信することを目的としたテレビチユ
ーナが要望されている。
線による電波、即ち標準放送を受信することを目
的としていたが、最近米国等ではCATVバンド
をも同時に受信することを目的としたテレビチユ
ーナが要望されている。
例えば米国におけるCATVバンドの割当は従
来一般のVHFバンドのローチヤンネルとハイチ
ヤンネル間にはミツドバンドが存在し、VHFバ
ンドよりさらに高い周波数領域にスーパーバン
ド、ハイパーバンドに相当するチヤンネルが割当
てられている。これらの全周波数範囲は55MHz〜
438MHzにまで及んでいる。
来一般のVHFバンドのローチヤンネルとハイチ
ヤンネル間にはミツドバンドが存在し、VHFバ
ンドよりさらに高い周波数領域にスーパーバン
ド、ハイパーバンドに相当するチヤンネルが割当
てられている。これらの全周波数範囲は55MHz〜
438MHzにまで及んでいる。
そこで１個のトランジスタにて55MHz〜438M
Hzの全範囲を増幅した場合、トランジスタの最大
有能電力は周知の通り周波数の関数にて減少す
る。また電子同調型チユーナの場合、高周波増幅
回路の入、出力の同調回路に可変容量ダイオード
が使用されていることから、このダイオードの損
入損失が周波数の増加とともに増大する。
Hzの全範囲を増幅した場合、トランジスタの最大
有能電力は周知の通り周波数の関数にて減少す
る。また電子同調型チユーナの場合、高周波増幅
回路の入、出力の同調回路に可変容量ダイオード
が使用されていることから、このダイオードの損
入損失が周波数の増加とともに増大する。
以上のような結果１個のトランジスタ（FET
をも含む）にて高周波増幅を行なつた場合、その
増幅周波数の範囲が広くなればなる程、各バンド
間の利得差は大となる。特にCATVバンドを含
む広帯域受信用のテレビチユーナの場合、各周波
数帯域ごとの利得差を一定にすることが難しく、
通常行なわれている抵抗によるダンピング法のみ
では困難となる。
をも含む）にて高周波増幅を行なつた場合、その
増幅周波数の範囲が広くなればなる程、各バンド
間の利得差は大となる。特にCATVバンドを含
む広帯域受信用のテレビチユーナの場合、各周波
数帯域ごとの利得差を一定にすることが難しく、
通常行なわれている抵抗によるダンピング法のみ
では困難となる。
本考案はこのような点に鑑みなされたものであ
り、上記従来の欠点を除去した広帯域受信用チユ
ーナを提供するものである。
り、上記従来の欠点を除去した広帯域受信用チユ
ーナを提供するものである。
以下図面に示す実施例とともに本考案を説明す
る。第１図は本考案の１実施例を特にVHFチユ
ーナを示すものであり、ここでTr1はVHF帯の
高周波増幅用（MOS型FET）トランジスタ、
Tr2，Tr3は混合回路用トランジスタ、L1とL1′，
L2とL2′，L3′とL3′はそれぞれハイバンド、ミド
ルバンド、及びローバンドの各バンド受信用コイ
ル、D1，D2は同調用可変容量ダイオードであり、
これらダイオードD1，D2に同調用電圧VTを与え
ることにより所望チヤンネルの高周波信号（RF
信号）が選択的に受信される。D3〜D6はバンド
切換用ダイオード、またD7，D8はDC切換用ダイ
オードであり、ハイバンド受信時にはバンド切換
スイツチ（図示せず）を介して得られるバンド切
換用電圧B3によつてダイオードD3，D4がオン状
態、D5，D6，D8はカツトオフ状態となる。ミド
ルバンド受信時にはバンド切換用電圧B2によつ
てダイオードD5，D6がオン状態、他のダイオー
ドD3，D4，D8はカツトオフ状態となり、またロ
ーバンド受信時にはバンド切換用電圧B1によつ
て、ダイオードD8がオン状態、ダイオードD3〜
D6がカツトオフ状態になる。なお第１図におい
てC1〜C10は接地用コンデンサ、C11は結合コンデ
ンサ、R1〜R5は負荷抵抗、R6，R7はダンピング
抵抗、D9はUHF・IF切換用ダイオードである。
る。第１図は本考案の１実施例を特にVHFチユ
ーナを示すものであり、ここでTr1はVHF帯の
高周波増幅用（MOS型FET）トランジスタ、
Tr2，Tr3は混合回路用トランジスタ、L1とL1′，
L2とL2′，L3′とL3′はそれぞれハイバンド、ミド
ルバンド、及びローバンドの各バンド受信用コイ
ル、D1，D2は同調用可変容量ダイオードであり、
これらダイオードD1，D2に同調用電圧VTを与え
ることにより所望チヤンネルの高周波信号（RF
信号）が選択的に受信される。D3〜D6はバンド
切換用ダイオード、またD7，D8はDC切換用ダイ
オードであり、ハイバンド受信時にはバンド切換
スイツチ（図示せず）を介して得られるバンド切
換用電圧B3によつてダイオードD3，D4がオン状
態、D5，D6，D8はカツトオフ状態となる。ミド
ルバンド受信時にはバンド切換用電圧B2によつ
てダイオードD5，D6がオン状態、他のダイオー
ドD3，D4，D8はカツトオフ状態となり、またロ
ーバンド受信時にはバンド切換用電圧B1によつ
て、ダイオードD8がオン状態、ダイオードD3〜
D6がカツトオフ状態になる。なお第１図におい
てC1〜C10は接地用コンデンサ、C11は結合コンデ
ンサ、R1〜R5は負荷抵抗、R6，R7はダンピング
抵抗、D9はUHF・IF切換用ダイオードである。
上記の各素子より構成されるテレビチユーナの
動作は周知であるが、ここで簡単に説明すると、
VHF入力回路に供給されたRF信号はトランジス
タTrにて増幅され、可変容量ダイオードD1，D2
と各バンド受信用コイルL1，L2，L3及びL1′，
L2′，L3′とで形成される複同調回路に供給され、
ここで可変容量ダイオードD1，D2に印加される
同調用電圧VTに応じた各チヤンネルが選択され、
結合コンデンサC11を介して局部発振回路からの
局部発振信号とともに混合回路用トランジスタ
Tr2のベースに供給され、混合回路にてIF信号に
変換されIF出力端子T1よりIF信号が出力される。
動作は周知であるが、ここで簡単に説明すると、
VHF入力回路に供給されたRF信号はトランジス
タTrにて増幅され、可変容量ダイオードD1，D2
と各バンド受信用コイルL1，L2，L3及びL1′，
L2′，L3′とで形成される複同調回路に供給され、
ここで可変容量ダイオードD1，D2に印加される
同調用電圧VTに応じた各チヤンネルが選択され、
結合コンデンサC11を介して局部発振回路からの
局部発振信号とともに混合回路用トランジスタ
Tr2のベースに供給され、混合回路にてIF信号に
変換されIF出力端子T1よりIF信号が出力される。
本考案では上記各素子より構成されるテレビチ
ユーナにおいて、特に高周波増幅回路の複同調回
路と混合回路との間に波線で囲むような利得切換
回路GSWを付加したものである。即ちこの回路
GSWにおいてD10はバンド切換用ダイオード、
D11，D12はDC切換用ダイオード、R8〜R11はバ
イアス抵抗、C12はカツブリング用コンデンサ、
C13は補正用コンデンサ、C14は接地用コンデンサ
であり、いまハイバンド受信時にはDC切換用ダ
イオードD11，D12はともにカツトオフ状態にあ
るため、バンド切換用ダイオードD10もまたカツ
トオフ状態にあり、このとき高周波的な等価回路
は第２図に示す如くカツプリング用コンデンサ
C12と直列にコンデンサC13及びCdの並列回路が挿
入された形となり、これらコンデンサの合成容量
CTはコンデンサC12自身の値よりも小さくなる。
なおここでCdはダイオードD10の逆方向バイアス
接合容量である。
ユーナにおいて、特に高周波増幅回路の複同調回
路と混合回路との間に波線で囲むような利得切換
回路GSWを付加したものである。即ちこの回路
GSWにおいてD10はバンド切換用ダイオード、
D11，D12はDC切換用ダイオード、R8〜R11はバ
イアス抵抗、C12はカツブリング用コンデンサ、
C13は補正用コンデンサ、C14は接地用コンデンサ
であり、いまハイバンド受信時にはDC切換用ダ
イオードD11，D12はともにカツトオフ状態にあ
るため、バンド切換用ダイオードD10もまたカツ
トオフ状態にあり、このとき高周波的な等価回路
は第２図に示す如くカツプリング用コンデンサ
C12と直列にコンデンサC13及びCdの並列回路が挿
入された形となり、これらコンデンサの合成容量
CTはコンデンサC12自身の値よりも小さくなる。
なおここでCdはダイオードD10の逆方向バイアス
接合容量である。
一方ミドルバンド受信時及びローバンド受信時
には、バンド切換用電圧B2，B1によつてDC切換
用ダイオードD11，D12がオンされ、これに伴い、
バンド切換用ダイオードD10がオン状態となるた
め、コンデンサC13の両端はダイオードD10によつ
て短絡され、このとき等価回路は第３図に示す如
く、カツプリング用コンデンサC12の他端は高周
波的に接地された形となる。
には、バンド切換用電圧B2，B1によつてDC切換
用ダイオードD11，D12がオンされ、これに伴い、
バンド切換用ダイオードD10がオン状態となるた
め、コンデンサC13の両端はダイオードD10によつ
て短絡され、このとき等価回路は第３図に示す如
く、カツプリング用コンデンサC12の他端は高周
波的に接地された形となる。
上記のような結果、ハイバンド受信時には、高
周波増幅回路から結合コンデンサC11を介して得
られる高周波電圧は殆んど減衰されることなく混
合回路のトランジスタTr2のベースに印加される
のに対し、ミドルバンド受信時或いはローバンド
受信時にはこの高周波電圧が利得切換回路GSW
の容量成分によつてある程度減衰され、結果的に
このテレビチユーナにおける高周波増幅回路の電
力利得は第４図の実線に示す如く受信バンドに拘
らずほぼ一定の利得となる。
周波増幅回路から結合コンデンサC11を介して得
られる高周波電圧は殆んど減衰されることなく混
合回路のトランジスタTr2のベースに印加される
のに対し、ミドルバンド受信時或いはローバンド
受信時にはこの高周波電圧が利得切換回路GSW
の容量成分によつてある程度減衰され、結果的に
このテレビチユーナにおける高周波増幅回路の電
力利得は第４図の実線に示す如く受信バンドに拘
らずほぼ一定の利得となる。
なお第４図において波線に示す利得特性は、本
実施例における利得切換回路GSWを取除き、単
にカツプリング用コンデンサC12の他端を直接に
接地した従来のテレビチユーナの特性を示し、こ
の場合ハイバンド受信時とミドルバンド受信時或
いはローバンド受信時における高周波増幅回路の
利得に大きな差異が見られる。
実施例における利得切換回路GSWを取除き、単
にカツプリング用コンデンサC12の他端を直接に
接地した従来のテレビチユーナの特性を示し、こ
の場合ハイバンド受信時とミドルバンド受信時或
いはローバンド受信時における高周波増幅回路の
利得に大きな差異が見られる。
本考案の広帯域受信用チユーナによれば、高周
波増幅回路に簡単な利得切換回路を付設し、受信
バンドに応じてその利得を切換えるようにしてい
るため、受信バンド間での実質的な利得差をなく
すことができ、１つの増幅段にて広帯域受信が可
能となる。
波増幅回路に簡単な利得切換回路を付設し、受信
バンドに応じてその利得を切換えるようにしてい
るため、受信バンド間での実質的な利得差をなく
すことができ、１つの増幅段にて広帯域受信が可
能となる。
また本考案の利得制御回路は、ダイオードとコ
ンデンサ等のみよりなり、構成が簡単で安価であ
り、さらに単純な容量性回路の切換えで受信バン
ドに拘わらずほぼ一定の利得とすることが容易で
あるとともに、高周波増幅回路の複同調回路と混
合回路との間に利得切換回路を挿入して構成して
いるため、混合回路内の電流値を可変して利得差
対策を行なう方式に比して、混合回路の出力イン
ピーダンスが一定であることから各バンド間の混
合出力の同調特性の変化が少なく極めて有利なも
のである。
ンデンサ等のみよりなり、構成が簡単で安価であ
り、さらに単純な容量性回路の切換えで受信バン
ドに拘わらずほぼ一定の利得とすることが容易で
あるとともに、高周波増幅回路の複同調回路と混
合回路との間に利得切換回路を挿入して構成して
いるため、混合回路内の電流値を可変して利得差
対策を行なう方式に比して、混合回路の出力イン
ピーダンスが一定であることから各バンド間の混
合出力の同調特性の変化が少なく極めて有利なも
のである。
第１図は本考案のテレビチユーナの１実施例の
回路図、第２図は同実施例におけるハイバンド受
信時の等価回路図、第３図は同ミドルバンド及び
ローバンド受信時の等価回路図、第４図は同実施
例における高周波増幅回路の電力利得特性線図で
ある。 Tr1……高周波増幅用トランジスタ、Tr2，Tr3
……混合用トランジスタ、C11……結合コンデン
サ、C12……カツプリング用コンデンサ、C13……
補正用コンデンサ、D10……バンド切換用ダイオ
ード、D11，D12……DC切換用ダイオード、GSW
……利得切換回路。
回路図、第２図は同実施例におけるハイバンド受
信時の等価回路図、第３図は同ミドルバンド及び
ローバンド受信時の等価回路図、第４図は同実施
例における高周波増幅回路の電力利得特性線図で
ある。 Tr1……高周波増幅用トランジスタ、Tr2，Tr3
……混合用トランジスタ、C11……結合コンデン
サ、C12……カツプリング用コンデンサ、C13……
補正用コンデンサ、D10……バンド切換用ダイオ
ード、D11，D12……DC切換用ダイオード、GSW
……利得切換回路。
Claims (1)
- 高周波増幅回路のローバンド、ミドルバンド及
びハイバンドを切換受信する複同調回路と混合回
路との間にあつて、前記両回路の接続点と接地間
にカツプリング用コンデンサ、バンド切換用ダイ
オードと補正用コンデンサの並列接続体、及び接
地用コンデンサを直列接続するとともに、前記並
列接続体と前記接地用コンデンサの接続点に前記
複同調回路に入力されるバンド切換電圧に応答す
るDC切換用ダイオードを接続した利得制御回路
を挿入し、ローバンド及びミドルバンドの受信
時、前記DC切換用ダイオードを介し前記バンド
切換用ダイオードをスイツチングすることにより
前記補正用コンデンサを高周波的に接地して高周
波増幅回路の利得を切換えるようにしたことを特
徴とする広帯域受信用テレビチユーナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1982085105U JPS58186640U (ja) | 1982-06-07 | 1982-06-07 | 広帯域受信用テレビチユ−ナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1982085105U JPS58186640U (ja) | 1982-06-07 | 1982-06-07 | 広帯域受信用テレビチユ−ナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58186640U JPS58186640U (ja) | 1983-12-12 |
| JPH0132433Y2 true JPH0132433Y2 (ja) | 1989-10-04 |
Family
ID=30094016
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1982085105U Granted JPS58186640U (ja) | 1982-06-07 | 1982-06-07 | 広帯域受信用テレビチユ−ナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58186640U (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5233782U (ja) * | 1975-08-30 | 1977-03-09 | ||
| JPS55150626A (en) * | 1979-05-14 | 1980-11-22 | Fujitsu Ten Ltd | Capacitive antenna input circuit |
-
1982
- 1982-06-07 JP JP1982085105U patent/JPS58186640U/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5233782U (ja) * | 1975-08-30 | 1977-03-09 | ||
| JPS55150626A (en) * | 1979-05-14 | 1980-11-22 | Fujitsu Ten Ltd | Capacitive antenna input circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58186640U (ja) | 1983-12-12 |
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