JPH01319311A

JPH01319311A - Ａｇｃ回路

Info

Publication number: JPH01319311A
Application number: JP15285788A
Authority: JP
Inventors: Yamato Okashin; 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-06-21
Filing date: 1988-06-21
Publication date: 1989-12-25
Anticipated expiration: 2014-04-12
Also published as: JP2881770B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はＡＧＣ回路に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、ラジオ受信機などに使用されるＡＧＣ回路
において、ＡＧＣの時定数を受信信号の強度にしたがっ
て制御することにより、歪みを低減すると同時に、フェ
ージング特性を改善したものである。

〔従来の技術〕

ＡＭ受信機及びそのＡＧＣ回路は、例えば第２図のよう
に構成されている。

すなわち、同図において、（１１はアンテナ同調回路、
（２）は高周波アンプ、（３）はミキサ回路、（４）は
局部発振回路を示し、ミキサ回路（３）からは、同調回
路（１１により選択された受信信号（放送波信号）から
周波数変換された中間周波信号が取り出される。

そして、この中間周波信号が、中間周波アンプ（５）を
通じてＡＭ検波回路（６）に供給されてＡＭ検波され、
その検波出力（ＡＭ検波電圧）Ｅａが低周波アンブン（
７）を通じてスピーカ（８）に供給される。

なお、この場合、ｔ：ａ＝Ｅ＋ｅＥ：中間周波信号のレベルに対応してレベルの変化する直流分ｅ：オーディオ信号成分である。

また、検波電圧Ｅａが、ローパスフィルタ（９）に供給
されて直流分ＥがＡＧＣ電圧として取り出され、このＡ
ＧＣ電圧Ｅがアンプ＋２１　、　（５１にそれらの利得
の制御信号として供給されてＡＧＣが行われる。

ところが、上述のＡＧＣ回路においては、ローパスフィ
ルタ（９）の時定数が小さいと、すなわち、カットオフ
周波数が高いと、オーディオ信号成分ｅの低域成分が、
アンプ＋２１　、　＋５１に供給されるＡＧＣ電圧Ｅに
含まれてしまう。

そして、そのようにＡＧＣ電圧Ｅに、オーディオ信号成
分ｅの低域成分が含まれると、この低域成分によっても
アンプ＋２１　、　＋５１の利得が変化するので、結果
として、アンプ（７）に供給されるオーディオ信号θの
歪みが増加してしまう。

このような歪みをなくすには、フィルタ（９）の時定数
を大きくし、アンプＴ２１　、　（５１に供給されるＡ
ＧＣ電圧Ｅに、オーディオ信号成分ｅが含まれないよう
にすればよい。

しかし、フィルタ（９）の時定数を大きくすると、フェ
ージングのある電波を受信したとき、周期の早いフェー
ジングにはＡＧＣが追従できなくなるので、含量がフェ
ージングにしたがって変化し、安定したｌの受信ができ
なくなってしまう。

その点、第３図に示すように、ローパスフィルタ（９）
を、２段のローパスフィルタ（９Ａ）　、　　（９Ｂ）
により構成すれば、ローパスフィルタとしてのカットオ
フ特性が急峻になるので、時定数を大きくしなくてもＡ
ＧＣ電圧Ｅに含まれるオーディオ信号成分ｅを十分に減
衰させることができ、したがって、歪みが減少する。ま
た、時定数を小さくできるので、フェージングに対して
も安定な首足で受信ができる。

しかし、このように２段のフィルり（９八）。

（９Ｂ）を使用するときには、フィルタ（９＾）の時定
数と、フィルタ（９Ｂ）の時定数との比を１０倍程度と
しないと、ＡＧＯのループ特性が２次であるため、オー
ディオ信号成分ｅに対する周波数特性の低域にピークを
生じてしまう。また、受信信号の受信レベルが変化した
ときの過渡特性がオーバーシュートぎみになり、同調時
のフィーリングが忠くなってしまう。

さらに、部品点数か増加するとともに、Ｉｃ化したとき
、外付けしなければならないコンデンサが１個多くなり
、したがって、Ｉｃの外部端子ピンの数も増加するので
、Ｉｃ化に通さない。

〔発明が解決しようとする課題」上述のように、第２図のＡＧＣ回路においては、ローパ
スフィルタ（９）の時定数が小さいときには、企みが増
加し、時定数が大きいときには、フェージングに対して
音量が安定しない。

また、第３図のＡＧＣ回路においては、周波数特性にピ
ークを生じたり、同調時のフィーリングが悪くなってし
まう。さらに、ＩＣ化にも逍さない。

この発明は、以上のような問題点を一掃しようとするも
のである。

〔課題を解決するための手段〕

今、フェージングについて考えると、これは、遠距離の
放送を受信しているときに生じるものであり、したがっ
て、その放送の受信レベルは小さい。言い換えれば、受
信レベルの大きいということは、近脂離の放送を受信し
たときであり、このとき、フェージングは生じない。

この発明は、以上のような点に着目し、ＡＧＯの時定数
を受信信号の受１δレベルにしたがって制御するように
したものである。

〔作用〕歪みが少なく、しかも、フェージングに対して音量の安
定な受信が行われる。

〔実施例〕

第１図において、Ａ１＊　Ａ２はオペアンプを示し、こ
れらアンプＡ１＋Ａ２は、図のように接続されることに
より、利得が１倍で、非反転入力端。

反転入力端及び非反転出力端９反転出力端を有するレベ
ル検出回路あるいは電圧比較回路（１１）として動作す
るようにされている。

そして、アンプＡ１の非反転入力端に、検波回路り６）
から検波電圧Ｅａが供給されるとともに、アンプＡ２の
非反転入力端に所定の基準電圧Ｅｒが供給される。

さらに、電源端子′■゛１に、トランジスタＱ１゜Ｑ２
のエミッタが接続されるとともに、それらのベースに所
定のバイアス電圧Ｅ１が供給されてトランジスタＱ１　
、Ｑ２はそれぞれ定電流源とされ、それらのコレクタか
らは定電流１．１がそれぞれ取り出される。

また、トランジスタＱ３　、Ｑ４のベースが、後述する
トランジスタＱｕのコレクタに接続されてトランジスタ
Ｑ３　＋　Ｑ４はベース接地とされ、アンプＡＸ、Ａ２
の出力端と、トランジスタＱ３゜Ｑ４のコレクタとの間
に、抵抗器Ｒｒ　、　Ｒ２（Ｒ１−Ｒ２）がそれぞれ接
続されるとともに、これらコレクタがトランジスタＱｌ
、Ｑ２のコレクタにそれぞれ接続される。

さらに、トランジスタＱｓ　、Ｑｅのエミッタが接地さ
れ、それらのベースがトランジスタＱ５のコレクタに接
続されて接地を基準電位点とし、かつ、トランジスタＱ
５を入力側とするカレントミラー回路Ａ３が構成される
。そして、トランジスタＱ６　、Ｑｓのコレクタが、ト
ランジスタＱ３　。

Ｑ４のコレクタにそれぞれ接続される。

また、トランジスタＱ６のコレクタと接地との１４４［
ニ、コンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１の
端子電圧Ｅ３が、トランジスタＱ７のベースに供給され
るとともに、トランジスタＱ７のエミッタと端子′ｒ１
との間に、定電流源用のトランジスタＱ８が接続されて
トランジスタＱ７はエミッタフォロワとされる。

こうして、トランジスタＱ７のエミッタからは電圧Ｅｓ
が取り出され、この電圧Ｅｓが、高周波信号系ないし中
間周波信号系、この例においては、高周波アンプ（２）
及び中間周波アンプ（５）にその利得の制御信号として
供給される。

さらに、トランジスタ０丁のエミッタからの電）玉Ｈｓ
が、エミッタフォロワのトランジスタＱｌｉを通じてト
ランジスタＱＬ２のベースに供給される。

このトランジスタＱＬ２は、トランジスタＱ１３ととも
に、差動アンプ形式のレベル検出回路あるいは電圧比較
回路（１２）を構成している。すなわち、トランジスタ
Ｑ　１ｔ　、　Ｑ　１３のエミッタと、端子Ｔ１との間
に、定電流源用のトランジスタＱｌ婦が接続されるとと
もに、トランジスタＱｌｌのベースに基準電圧Ｅｏが供
給され、トランジスタＱＬ２．Ｑよ。

のコレクタ間に抵抗器Ｒ３＋　Ｒ４（Ｒ３＝Ｈ４）が直
列に接続され、その接続中点が抵抗ａＲ５を通じて接地
される。

また、トランジスタＱ　１ｓ　＋　Ｑ　ｔｅが設けられ
、それらのエミッタがトランジスタＱ３　、Ｑ４のエミ
ッタにそれぞれ接続されるとともに、トランジスタＱ　
１５１　Ｑ　１６のコレクタは接地され、それらのベー
スはトランジスタＱ１２のコレクタに接続される。

このような構成において、簡単のため、トランジスタＧ
ｌｔｔ〜Ｑ１εが接続されていないとする。また、受信
信号が無変調状態であり、したがって、ｅ＝０で　Ｅａ
　−Ｅであるとする。

すると、アンプＡ１の出力端には、電圧（Ｅ−Ｅｒ）が
取り出され、アンプＡ２の出力端には、電圧（Ｅｒ−Ｅ
）が取り出される。

そして、このとき、トランジスタＱ３　、　Ｑ４がベー
ス接地として働き、そのエミッタから見た入力インピー
ダンスは十分に小さい。

したがって、抵抗器Ｒｓ　　Ｒ２には、１１−　（Ｅ　
　ｌ！：ｒ）　／Ｒ１１２＝　（Ｅｒ−Ｅ）／Ｒ２＝　−１１（’、’Ｒ１＝Ｒ２）　　・・・・（ｉ）で
示される電流１１．１２が流れるとともに、これら電流
１１．１２はトランジスタＱ３　＊　Ｑ４のエミッタに
も流れる。また、トランジスタＱ１゜Ｑ２が定電流源と
して働いて定電流１．１が出力されるとともに、これら
電流１．１もトランジスタＱ３　、Ｑ４のエミッタに流
れる。したがって、トランジスタＱ３　、Ｑ４のエミッ
タには、電流（１＋１１）、（１＋１２）が流れること
になり、トランジスタＱ３　＋　Ｑ４のコレクタからは
電流（１＋１１）＋　　（１＋１２）が出力される。

そして、このとき、トランジスタＱ３のコレクタ電流は
トランジスタＱ５のコレクタ電流でもあるとともに、ト
ランジスタＱｓ　、ＱＧがカレントミラー回路Ａ３を構
成しているので、トランジスタＱ６のコレクタには、電
流（１＋１１）が流れ込むことになる。

したがって、コンデンサＣ１には、トランジスタＱ４か
らの？１流（１＋１２）と、トランジスタＱＧへの電流
（１＋ｌｔ）との差の電流ｌ５ｌｓ＝　（１＋１２）−
（１＋１１）＝２　（Ｅｒ　−Ｅ）　／Ｒ２・・＝　（ｉｉ）（’、
’（ｉ）式）が流れることになる。すなわち、コンデンサｃ１は、１
．＞Ｑのとき、この電流Ｉｓにより充電され、Ｉｓ＜Ｑ
のとき、電流Ｉｓが放電し、Ｉｓ　−０のとき、充放電
は行われない。

したがって、コンデンサＣ１には、電流Ｉｓに対応して
端子電圧Ｋｓが得られ、この電圧ＥｓがトランジスタＱ
７を通じてアンプ（２）　、　（５１にＡＧＣ電圧とし
て供給される。

そして、Ｅ”Ｅｒであれば、（ｉｉ　）式からＩｓ−〇
となり、コンデンサＣ１の充放電は行われないので、そ
の端子電圧Ｅｓはそのままとなり、したがって、アンプ
（２）　、　（５）の利得もそのまま保持される。

しかし、今、受信信号の受信レベルが小さいにもかかわ
らずｔ＜＞Ｅｒであるとすれば、（ｉｉ）式からＩｓ　
＜Ｏとなり、コンデンサＣ１からは電流１ｓが放電する
ので、その端子電圧Ｅ３は低下していく。そして、ＡＧ
Ｃループが閉じていなければ、電圧Ｅｓは、トランジス
タＱ６が飽和領域に入って数十ｍＶになるまで低下する
が、電圧ｈｓがアンプ（２）　、　＋り）にその利得の
制御信号として供給されているので、アンプ（２１、（
５１の利得は上昇し、これらアンプ（２）、（５）を通
じる受信信号あるいは中間周波信号のレベルは大きくさ
れる。

また、受信信号の受信レベルが大きいにもかかわらすＥ
＜Ｅｒとすれば、（ｉｉ）式からＩｓ＞０となり、コン
デンサＣｔは電流Ｉｓにより充電されて端子電圧Ｅｓが
上昇していくので、アンプ（２）。

（５）の利得は低下し、これらアンプ（２）、＋５１を
通じる受信信号あるいは中間周波信号のレベルは小さく
される。

したがって、以上のことからアンプ（２１、１５）の利
得は、Ｅ−Ｅｒとなる値で安定することになり、したが
って、検波出力電圧Ｆ、ａは、受信信号の受信レベルに
かかわらず一定となり、すなわちＡＧＣが行われたこと
になる。

そして、実際の受信時には、受信信号は変調されていて
ｅ≠０であり、したがって、電流１ｓには、オーディオ
信号成分ｅに対応する交流成分が含まれるが、これは、
トランジスタＱ４　、Ｑｅの出力インピーダンスと、コ
ンデンサｃ１とにより構成されるローパスフィルタによ
り除去され、端子電圧Ｅｓには、オーディオ信号成分ｅ
は含まれず、上述のようにＡＧＣが行われる。

そして、以上のＡＧＣ動作に加えて、トランジスタＱｌ
ｌ〜Ｑｓｓにより次のような動作が行われる。

すなわち、コンデンサＣ１の端子電圧（ＡＧＣ電圧）ｈ
ｓは、トランジスタＱ４　＋　、Ｑｔｔの各ベース・エ
ミッタ間電圧が逆極性なので、はぼそのままのレベルで
トランジスタＱ１２のベースに供給される。

そして、上述のように、受信信号の受信レベルが大きい
ときには、ＡＧＣ電圧Ｅ３は高くなるが、Ｋｓ　＞Ｅｏ
になると、トランジスタＱ１２のコレクタ電流が小さく
なるので、そのコレクタの電位は低くなり、トランジス
タＱ１５１Ｑ１εのエミッタ・コレクタ間のインピーダ
ンスが小さくなるとともに、トランジスタＱ１３のコレ
クタ電流は大きくなるので、トランジスタＱ３　＋　Ｑ
４のエミッタ・コレクタ間のインピーダンスは大きくな
る。したがって、トランジスタＱ１及び抵抗器Ｒｚから
トランジスタＱ３に流れ込む電流（１＋ｌｚ）の一部は
、トランジスタＱ１ｇを通じて分流されるとともに、そ
の分流電流が大きくなり、トランジスタＱ３に流れ込む
電流（１＋１１）は小さくなる。同様の理由により、ト
ランジスタＱ４に流れ込む電流（１＋１２）も同じ割り
合いで小さくなる。

したがって、トランジスタＱ４　、Ｑｃのコレクタを流
れる電流（１＋１１）、（１＋１２）が小さくなり、そ
の差電流１ｓも小さくなるが、電流Ｉｓが小さくなれば
、ＮｆＪＬ　Ｉ　ｓによりコンデンサＣ１が充放電され
るとき、その端子電圧Ｅｓの変化は遅くなり、これは、
コンデンサＣ１とトランジスタＱ４　、ＱＧの出力イン
ピーダンスとの時定数が大きくなったことと等価である
。すなわち、受信信号の受信レベルが大きいときには、
ＡＧＣ電圧Ｅｓに対する時定数は大きくなる。

なお、このとき、ＡＧＣの時定数が大きくなることによ
り、フェージングに対してＡＧＣが追従できなくなるが
、時定数が大きくなるのは、上述のように、受信信号の
レベルが大きいとき、すなわち、近距離の放送を受信し
ているときであり、このときには、受信信号にフェージ
ングを生じていないので、時定数が大きくても問題はな
い。

一方、受信信号の受信レベルが小さいときには、ＡＧＣ
電圧Ｅｓは低くなるが、Ｅｓ＜Ｅｏになると、トランジ
スタＱ１２のコレクタ電流が大きくなるとともに、トラ
ンジスタＱ１３のコレクタ電流が小さくなるので、Ｅｓ
　＞Ｅｏのときとは逆に、トランジスタＱ　ｒｓ　、　
Ｑ　ｕＧに分流する本流（１＋１ｔ）。

（１＋１２）が小さくなるとともに、トランジスタＱ３
　、Ｑ４に流れ込む電流（１＋ｌｔ）、（１＋１２）が
大きくなる。

したがって、コンデンサｃ１に対する電流Ｉｓも大きく
なり、その端子電圧Ｅｓの変化は早くなり、これはＡＧ
Ｃ電圧Ｅｓに対する時定数が小さくなったことと等価で
ある。

なお、このとぎ、ＡＧＣの時定数が小さくなることによ
り、アンプ（７）に供給されるオーディオ信号ｅの歪み
が増加するが、時定数が小さくなるのは、受信信号の受
信レベルが小さいとき、すなわち、一般に遠距離の放送
を受信しているときであり、このときには、もともと受
信信号そのものの質が多少低下しているので、歪みが多
少増加しても問題はない。

こうして、この発明によれば、ＡＧＣを行なうことがで
きるが、この場合、特にこの発明によれば、受信レベル
の大きい受信信号、すなわち、近距離の放送波に対して
は、ＡＧＯの時定数が大きくなるので、オーディオ信号
ｅに対する歪みを最小にでき、良好な聴取ができる。

また、受信レベルの小さい受信信号、すなわち、遠距離
の放送に対しては、ＡＧＣの時定数が小さくなるので、
フェージングがあっても安定な音せでその放送を聴取で
きる。

さらに、ＡＧＣ７４１圧ｋｉｓに対するローパスフィル
タは、コンデンサｃ１とトランジスタＱ４　、Ｑｓの出
力インピーダンスとによる１次のフィルタなので、過渡
特性にオーバーシュートを生じたりすることがなく、同
調時のフィーリングが良好となる。また、ＩＣ化すると
き、これが簡単であり、外部端子ピンの増加がない、さ
らに、接続がバランス構成となっているので、この点か
らもＩＣ化に通しているとともに、動作電圧の炭化や温
Ｌｉｔ変化などに対しても安定である。

また、ＡＧＣのループゲインは、抵抗器Ｒ１（Ｒ２）と
、トランジスタＱ４　、Ｑｓの出力インピーダンス（こ
れは、理想状態では無限大）との比となるとともに、こ
の比は極めて大きいので、ＡＧＣのループゲインも極め
て大きくなり、したがって、ＡＧＣ特性が良好となり、
受信特性も改善される。

さらに、ＡＧＣのループゲインを大きくするために、Ａ
ＧＣ電圧Ｅｓを高利得のアンプで増幅する場合には、そ
の向利得アンプで発生ずるノイズがＡＧＣ電圧Ｍｓに含
まれ、このノイズによってもアンプ（２１，（５１の利
得が変化し、結果として、受信機としてＳ／Ｎが低下し
てしまうが、上述においては、抵抗器Ｒ１（Ｒ２）と、
トランジスタ。４゜ＱＧの出力インピーダンスとの比に
より、ＡＧｃのループゲインを大きくしているので、Ａ
ＧＣ１ｉ圧Ｅｓを晶利得のアンプで増幅する必要がなく
、したがって、受信機としてのＳ／Ｎが良好となる。

さらに、ＡＧＣの過渡特性は、抵抗器Ｒ１（Ｒ２）と、
コンデンサＣ１との時定数により決まり、ＡにＣのルー
プゲインとは無関係となるので、その受信機に要求され
る最適なＡＧＣ特性を得ることができる。

なお、上述において、アンプ＋２１．　（５）に対する
ＡＧＣは、その一方を遅延ＡＧＣとすることもでき、あ
るいは一方を省略することもできる。

（発明の効果）、二の発明によれば、受信レベルの大きい受信信号、す
なわち、近距離の放送波に対しては、ＡＧＣの時定数が
大きくなるので、オーディオ信号ｅに対する歪みを最小
にでき、良好な聴取ができる。

また、受信レベルの小さい受信信号、すなわち、遠距離
の放送に対しては、ＡＧＣの時定数が小さくなるので、
フェージングがあっても安定な音旧でその放送を聴取で
きる。

さらに、ＡＧＣ電圧Ｅｓに対するローパスフィルタは、
コンデンサＣＬとトランジスタＱ４　、　Ｑｃの出力イ
ンピーダンスとによる１次のフィルタなので、過渡特性
にオーバーシュートを生じたりすることがなく、同調時
のフィーリングが良好となる。また、ＩＣ化するとき、
これが簡単であり、外部端子ビンの増加がない、さらに
、接続がバランス構成となっているので、この点からも
ＩＣ化に適しているとともに、動作電圧の変化や温度変
化などに対しても安定である。

また、ＡＧＣのループゲインは、抵抗器Ｒ１（Ｒ２）と
、トランジスタＱ４　＊　Ｑｓの出力インピーダンス（
これは、理想状態では無限大）との比となるとともに、
この比は極めて大きいので、Ａ　Ｇ　Ｃのループゲイン
も極めて太き（なり、したがって、ＡＧＣ特性が良好と
なり、受信特性も改６される。

さらに、ＡＧＣのループゲインを大きくするために、Ａ
ＧＣ電圧Ｈｓを高利得のアンプで増幅する場合には、そ
の高利得アンプで発生するノイズがＡＧＣ電圧Ｅｓに含
まれ、このノイズによってもアンプ（２１、（５１の利
得が変化し、結果として、受信機としてＳ／Ｎが低下し
てしまうが、上述においては、抵抗器Ｒ１（Ｒ２）と、
トランジスタＱ４゜Ｑｃの出力インピーダンスとの比に
より、ＡＧＣのループゲインを大き（しているので、Ａ
ＧＣ電圧Ｅｓを高利得のアンプで増幅する必要がな（、
したがって、受信機としてのＳ／Ｎが良好となる。

ざらに、Ａ　Ｇ　ＣＯＪ過渡特性は、抵抗′ａＲ＋　　
（Ｒ２）と、コンデンサＣ１との時定数により決まり、
ＡＵＧのループゲインとは無関係となるので、その受信
機に要求される最適なＡＧＣ特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の接続図、第２図及び第３図は
その説明のための図である。Ａ１＋八２はオペアンプ、Ａ３はカレントミラー回路、
（１１）　、　　（１２）は電圧比較回路である。

Claims

【特許請求の範囲】ＡＭ検波出力を、電圧電流変換する変換回路と、この変
換回路の出力電流が充放電されるコンデンサと、受信信号の受信レベルを検出する検出回路と、この検出
回路の検出出力により、上記コンデンサに充放電される
電流の大きさを制御する制御回路とを有し、上記コンデンサの端子電圧を、高周波信号系ないし中間
周波信号系に供給してＡＧＣを行うとともに、上記コンデンサに充放電される電流の大きさを制御する
ことにより、上記ＡＧＣの時定数を、上記受信信号の受
信レベルに対応して変化させるようにしたＡＧＣ回路。