JPH01297914A - 信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、信号検出回路に関するものであり、例えば光
電式の煙感知器における受光信号検出回路に用いられる
ものである。

［従来の技術］ 第６図は光電式〇煙感知器の従来例を示すブロック図で
ある０発光ダイオード１は発振回路１０により間欠的に
光信号を発光する。発光ダイオード１からの光の放射方
向と、受光素子２による光の受光方向とは異なり、煙感
知器内に煙が存在しないときには、受光素子２は光を受
光しない。一方、煙感知器内に煙が存在するときには、
発光ダイオード１からの光は煙によって散乱されるので
、受光素子２は煙による散乱光を受光する。この散乱光
は極めて微弱なものであるので、受光アンプ２０にて直
流増幅した後、コンパレータ２１にて所定の基準レベル
と比較する。コンパレータ２１の出力は信号処理回路２
２にて信号処理され、信頼性のある検出信号が得られた
ときには、発報回路２３にて煙感知信号を発報する。コ
ンパレータ２１は煙濃度が所定濃度以上であるか否かを
判定しており、信号処理回路２２は電磁ノイズなどによ
る誤動作を防ぐための信号処理を行っている。

第７図は受光アンプ２０とコンパレータ２１の具体回路
例を示している。受光アンプ２０はオペアンプＡ、、Ａ
２を縦続接続したものであり、オぺアンプＡ１は帰還イ
ンピーダンスとしてコンデンサＣＩと抵抗Ｒ１を接続さ
れ、受光素子２からの光電流を電圧信号に変換する。コ
ンデンサＣ１は高域カット用であり、抵抗Ｒ，は電流−
電圧変換係数設定用である。オペアンプＡ２は入力抵抗
Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１とを有し、オペアンプＡ１の出力電
圧を増幅する。増幅率は（Ｒｓ／　Ｒ２）となる、オペ
アンプＡ２の出力電圧には、各オペアンプＡ、、Ａ。

のオフセットや受光素子２の暗電流の成分が含まれ、こ
れらは周囲温度によって大きく変動する。

そこで、コンデンサＣ２によって直流成分を除去し、発
光ダイオード１の発光時に生じた散乱光による変動成分
のみをコンパレータ２１にて検出している。コンパレー
タ２１の負入力端子には、電源電圧を抵抗Ｒ６，Ｒ，に
て分圧した電圧が基準レベルとして印加されており、正
入力端子の電圧が上記基準レベルを越えたときに、コン
パレータ２１の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなる。一端
をコンデンサＣ２に接続された抵抗Ｒ１の他端には基準
電圧Ｖｒｅｆが印加されており、散乱光による入力信号
が無いときには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との接続点
の電圧は、基準電圧Ｖｒｅ「に等しくなる。この基準電
圧Ｖｒｅｆはコンパレータ２１の負入力端子に印加され
た基準レベルよりも低く設定されている。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来技術において、オペアンプＡ　＋　、　Ａ　
２にオフセットが無ければ、ゼロ入力時のオペアンプＡ
２の出力は電圧ＶＢに等しくなるが、現実にはオペアン
プＡ　＋　、　Ａ　２にオフセットが存在するので、そ
のオフセット電圧を各々ＶＯ８Ｉ、ＶＯ３２とすると、
オペアンプＡ２の出力は、ゼロ入力時の電圧ＶＢに比べ
てΔ■の誤差電圧を生じる。

ΔＶ＝　　（Ｒ１／Ｒ２）（ＶＯ９，−Ｖｏｓ２）例え
ば、Ｖｏｓ、−１ｍＶ、Ｖ　０１２＝　　３　ｍＶ　、
Ｒ３／Ｒ２＝３０とすると、ΔＶ＝−３０（１＋３）＝
−１２０−■となる。

今、煙による散乱光に起因する受光Ｚａを１０ｎＡ、ｌ
Ｒ＋”　ＩＭΩ、Ｒ，／Ｒ２＝３０とすると、煙による
受光アンプ２０の出力信号Ｖｓは。

Ｖｓ＝　１０ｎＡＸ　Ｉ　ＭΩＸ３０＝３００ｍＶとな
る。この出力信号Ｖｓに比べて、誤差電圧へＶが比鮫的
大きいため、オペアンプＡ２の出力をコンパレータ２１
にそのまま入力すると、発報すべき煙濃度で発報しなか
ったり、逆に低い煙濃度で発報するという不都合が生じ
てしまう、受光素子２の暗電流が大きくなっても同じよ
うなことが起こる。そこで、従来の回路ではコンデンサ
Ｃ２と抵抗Ｒ４によりバイパスフィルタを楕成し、直流
成分をカットしている。バイパスフィルタの低域遮断周
波数は、Ｃ２＝ｌＯＯｎＦ、Ｒ４＝１０にΩとすれば、
ｆｃ−１／　２７ｔ　Ｃ２Ｒ４”ｒ　１６０　Ｒ２とな
る。

ところが、第６図に示す回路を集積回路化してコストダ
ウンと小型軽量化を図ろうとした場合には、半導体＆ｉ
’ｌｆｆ回路では大容量のコンデンサや高抵抗は実現困
難となるという問題が生じる。半導体集積回路で実現で
きるコンデンサの容量の上限値は実用的には５０ｐＦ程
度であり、抵抗の上限値は５　ＯＫΩ程度である。した
がって、これらの値でバイパスフィルタを構成しても、
低域遮断周波数はｆｅ＝　６．３　Ｘ’　１０　”Ｋ　
Ｈｚとなり、実用的な使用周波数帯域（１〜２０ＫＨｚ
程度）を大きく越えてしまい、直流カットの目的を果た
せない。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、直流増幅回路のオフセット電圧
等による直流的なドリフトの影響を除去できるようにし
た信号検出回路を半導体集積回路化に適した構成で提供
することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、入力信号を直流的に増幅する直流増幅
回路（受光アンプ２０）と、直流増幅された入力信号の
レベルを所定の検出期間において判定するレベル判定回
路〈コンパレータ２１）と、レベル判定回路よりも前段
に挿入される直流カット用のコンデンサＣ２とを備え、
所定の検出期間以前にオンされて所定の検出期間にはオ
フされる双方向性スイッチ素子（アナログスイッチＱ）
を、直流カット用のコンデンサＣ２の出力端子と基準電
圧源との間に設けたことを特徴とするものである。

し作用］ 本発明にあっては、このように、直流カット用のコンデ
ンサＣ２の出力端子と基準電圧源との間に双方向性のス
イッチ素子を挿入し、このスイッチ素子を所定の検出期
間以前にオンするようにしたので、コンデンサＣ２の出
力端子の電圧レベルを基準電圧源の電圧Ｖｒｅｆに設定
することができ、オフセラ１〜や暗電流等のドリフト成
分による影響を受けることなく、微弱な入力信号を正確
に検出することができるものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例において、上述の従来例と対応する部分には同
一の符号を付して重複する説明は省略する。

第１図に示す回路では、受光アンプ２０とコンパレータ
２１の間に配された直流カット回路３０に特徴を有して
おり、コンデンサＣ２の出力端子と基準電圧Ｖｒｅｒの
間に、ＮＭＯＳ）ランジスタＱ。

とＰＭＯ３）−ランジスタＱ２により構成されたＣＭＯ
ＳタイプのアナログスイッチＱを配している。

ＮＭＯＳトランジスタＱ、は、ゲート信号φにより開閉
制御され、ＰＭＯＳＭＯＳトランジスタＱ−ト信号φを
インバータＮ１にて反転した信号により開閉制御される
。なお、基準電圧Ｖｒｅｆは接地電圧（ゼロボルト）で
あっても構わない。

第２図は本実施例の動作波形図である。ゲート信号φが
“Ｈｉｇｂ”レベルになると、ＮＭＯＳＭＯＳトランジ
スタＱＰＭＯ８）ランジスタＱ２がオンとなり、コンデ
ンサＣ２の出力端子の電圧Ｖｃは基準電圧Ｖｒｅ４に設
定される。ゲート信号φは約５０μｓｅｃの間”Ｈｉｇ
ｈ”レベルに保持され、その後、Ｌｏｗ”レベルとなる
。本実施例では、コンパレータ２１として、入力段のト
ランジスタがＪＦＥＴ又はＭＯＳ）ランジスタよりなる
高入力インピーダンスのタイプを用いており、その入力
バイアス電流は数ｐＡ〜１００ｐＡ程度と極めて小さい
。したがって、例えば、コンデンサＣ２の容量が１０ｐ
Ｆ程度の小さな容量であっても、コンデンサＣ２の出力
端子の電圧は、アナログスイッチＱをオフした後、数ｍ
５ｅｃの間はほとんど基準電圧Ｖ　ｒｅｆに保持される
。ゲート信号φが立ち下がってから、約５０μｓｅｃの
経過後に、発振回路１０の出力により発光素子１が発光
し、受光アンプ２０が出力信号Ｖｓを発生すると、コン
パレータ２１の入力インピーダンスは非常に高いので、
受光アンプ２０の出力信号Ｖｓの分だけコンパレータ２
１の入力電圧は変化する。この入力電圧の変化が所定値
以上であれば、煙感知信号が発報される。

本実施例にあっては、オペアンプＡ　＋　、　Ａ　２の
オフセット電圧及び受光素子２の暗電流によりオペアン
プＡ２の出力に誤差電圧ΔＶがあっても、入力信号の検
出期間よりも以前に、ゲート信号φに応じてコンデンサ
Ｃ２の出力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに設定される
ので、誤差電圧ΔＶはコンパレータ２１には入力されな
い。したがって、煙による散乱光に起因する微弱な入力
信号のみを正確に検出することができる。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、入力信号が特に微弱である場合に
、受光アンプ２０に３段縦続構成のオペアンプＡ　１．
　Ａ　２　、　Ａ　３を用いた例である。第３のオペア
ンプＡ、は、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ８を接続され、
第２のオペアンプＡ２の出力を増幅する。

この回路例では、２段目のオペアンプＡ２の出力と３段
目のオペアンプＡ、の入力との間に、第１の直流カット
回路３１を配し、３段目のオペアンプＡ、の出力とコン
パレータ２１の入力との間に、第２の直流カット回路３
２を配している。第１及び第２の直流カット回路３１．
３２の構成は、上述の第１実施例に用いた直流カット回
路３０と同じである。第１の直流カット回路３１と第２
の直流カット回路３２とは同期して動作し、発振回路１
０による光信号の休止期間中にアナログスイッチがオン
されて、コンデンサＣ２，Ｃ，の出力電圧がそれぞれ基
準電圧Ｖ　ｒｅｆ　、　、　Ｖ　ｒｅｆ　２に設定され
、発振回路１ｏによる光信号の発生期間中にはアナログ
スイッチがオフされる。

本実施例において、２段目のオペアンプＡ２と３段目の
オペアンプＡ３の間に、直流カット回路３１を配する理
由は、２段目のオペアンプＡ２の出力に生じる誤差電圧
ΔＶが３段目のオペアンプＡ３にて増幅されるのを防止
するためである。つまり、第１の直流カット回路３１は
、オペアンプＡ、、Ａ２のオフセットや受光素子２の暗
電流によるドリフト成分を除去するものであり、第２の
直流カット回路３２は、オペアンプＡ３のオフセットに
よるドリフト成分を除去するものである。これによって
、微弱な入力信号をドリフト成分の影響を受けることな
く、正確にレベル検出することができるものである。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の要部回路図であり、第５
図はその動作波形図である。本実施例にあっては、ＣＭ
　ＯＳタイプのアナログスイッチに代えて、Ｎチャンネ
ルＪＰＥＴ３ａとＰチャンネルＪＰＥＴ３ｂを組み合わ
せたアナログスイッチ３を用いており、ゲート信号φｈ
φ２にて制御している。ＮチャンネルＪＦＥＴ３ａを制
御するゲ−Ｉ−信号φ１は、０ボルトと基準電圧Ｖｒｅ
ｆの間で変化し、ＰチャンネルＪＦＥＴ３ｂを制御する
ゲート信号φ２は制御ｎ電源電圧ＶＯＯと基準電圧Ｖｒ
ｅｆの間で変化する。いずれのＪＦＥＴ３ａ、３ｂも、
ゲート信号φ１．φ２が基準電圧Ｖ　ｒｅｆとなるタイ
ミングにオンされる。その他の動作については、上述の
実施例と同様である。

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、所定の検出期間以前
にオンされて所定の検出期間にはオフされる双方向性ス
イッチ素子を、直流カット用のコンデンサの出力端子と
基準電圧源との間に設けたから、直流増幅回路のオフセ
ットや入力信号の温度依存成分等によるドリフトの影響
を受けることなく、入力信号を検出できるという効果が
あり、また、双方向性スイッチ素子にて直流カット用の
コンデンサの出力端子を基準電圧に設定するようにした
ので、大容量のコンデンサや高抵抗を設ける必要がなく
、半導体４Ａ債回路化したときに外付は部品が不要にな
るので、低コスト化、小型軽量化の効果が十分に発揮さ
れるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の要部回路図、第５図は同上
の動作波形図、第６図は従来の光電式煙感知器のブロッ
ク図、第７図は同上の要部回路図である。 ２０は受光アンプ、２１はコンパレータ、３０は直流カ
ット回路、Ｃ２はコンデンサ、Ｑはアナログスイッチ、
Ｖｒｅｆは基準電圧である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を直流的に増幅する直流増幅回路と、直
   流増幅された入力信号のレベルを所定の検出期間におい
   て判定するレベル判定回路と、レベル判定回路よりも前
   段に挿入される直流カット用のコンデンサとを備え、所
   定の検出期間以前にオンされて所定の検出期間にはオフ
   される双方向性スイッチ素子を、直流カット用のコンデ
   ンサの出力端子と基準電圧源との間に設けたことを特徴
   とする信号検出回路。