JP3466181B1 - オフセット電圧キャンセル回路 - Google Patents
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Abstract
ット電圧をキャンセルするオフセット電圧キャンセル回
路を提供する。 【解決手段】 差動入力信号VA1,VA2のピーク電
圧VP1,VP2は、ピーク検出部101,102の各
キャパシタ12に保持される。差動入力信号VA1とピ
ーク電圧VP2は加算部201で加算されて差動出力信
号VC1となり、差動入力信号VA2とピーク電圧VP
1は加算部202で加算されて差動出力信号VC2とな
る。差動出力電圧VC1,VC2は、ピークレベルリセ
ット部30に与えられて電位差に応じたリセット信号R
STとなり、各ピーク検出部101,102のNMOS
14のゲートに与えられる。差動出力信号VC1,2に
オフセットが生じると、リセット信号RSTが大きくな
ってNMOS14が導通し、キャパシタ12に保持され
たピーク電圧VP1,VP2がリセットされる。
Description
置の検波回路等から出力される差動信号に含まれるオフ
セット電圧を除去するための、オフセット電圧キャンセ
ル回路に関するものである。
回路の一例を示す構成図である。
は、検波回路1から与えられる差動入力信号VA1,V
A2から、それぞれのピーク電圧VP1,VP2を検出
するピーク検出部91,92と、この差動入力信号VA
1,VA2の中間電位を基準電圧VREFとして出力す
る抵抗93,94を有している。
ォロワと電圧保持用のキャパシタで構成され、入力電圧
が上昇したときには即座に追随してその最大電圧を保持
するようになっている。一方、入力電圧が低下したとき
には、安定した動作を確保するために、保持している電
圧を大きな時定数で徐々に低下させるように構成されて
いる。
90は、基準電圧VREFを基準にして差動入力信号V
A1とピーク電圧VP2を加算し、差動出力信号VC1
を出力する加算部95と、差動入力信号VA2とピーク
電圧VP1を加算し、差動出力信号VC2を出力する加
算部96を有している。
90において、次の(1)式のような差動入力信号VA
1,VA2が与えられたとする。 VA1=VO1+Asin(ωt) VA2=VO2−Asin(ωt) ・・・(1)
力信号VA1,VA2の直流成分であり、Aは差動入力
信号VA1,VA2の交流成分の振幅である。
出力されるピーク電圧VP1,VP2と、抵抗93,9
4で生成される基準電圧VREFは、次の(2)式のよ
うになる。 VP1=VO1+A VP2=VO2+A VREF=(VO1+VO2)/2 ・・・(2)
び基準電圧VREFは加算部95へ与えられ、差動入力
信号VA2、ピーク電圧VP1及び基準電圧VREFは
加算部96へ与えられて加算される。
れる差動出力信号VC1,VC2は、次の(3)式のよ
うになる。 VC1=VA1+VP2−VREF =Asin(ωt)+A+(VO1+VO2)/2 VC2=VA2+VP1−VREF =−Asin(ωt)+A+(VO1+VO2)/2 ・・・(3)
1,VC2の定数項は等しくなる。これは、差動出力信
号VC1,VC2に含まれる直流成分が等しくなり、オ
フセット電圧が除去されたことを意味している。
ンセル回路では、次のような課題があった。
態を交互に切り替える時分割通信が採用されることが多
い。このようなシステムにおける受信信号は、雑音成分
のみの無信号、無変調搬送波信号、プリアンブル信号、
データで変調された搬送波信号等に時々刻々変化する。
検波回路1から与えられる差動入力信号VA1,VA2
に含まれる直流電圧成分は状態によって異なり、これに
伴ってオフセット電圧が発生する。
は、ピーク検出部91,92によって、差動入力信号V
A1,VA2からピーク電圧VP1,VP2が検出さ
れ、それぞれ図示しないキャパシタに保持される。キャ
パシタに保持される電圧は、ピーク電圧が上昇したとき
には高速に追随するが、ピーク電圧が低下したときに
は、安定した動作を確保するため、大きな時定数で変化
するようになっている。
よって差動入力信号VA1,VA2の電位が一時的に上
昇すると、保持しているピーク電圧VP1,VP2がこ
の異常な値に置き換えられ、実際のピーク電圧との間に
ずれが生じる。これにより、ピーク検出部91,92に
保持されているピーク電圧VP1,VP2が、(2)式
で示される値と一致しなくなり、差動出力信号VC1,
VC2にオフセットが生じて、正しくデータを受信する
ことができなくなるおそれがあった。
を解決し、状態変化に高速に追随して差動入力信号のオ
フセット電圧をキャンセルすることができるオフセット
電圧キャンセル回路を提供するものである。
第1の発明は、差動的な第1及び第2の入力信号に含ま
れる直流電圧成分の差を除去して第1及び第2の出力信
号からなる差動信号を生成するオフセット電圧キャンセ
ル回路を、次のような第1及び第2のピーク検出部と、
第1及び第2の加算部と、ピークレベルリセット部とで
構成している。
号のピークレベルを保持する第1のキャパシタを有し、
該第1のキャパシタに保持された電圧を第1のピーク電
圧として出力すると共に、リセット信号に応じて該第1
のキャパシタの電荷を放電させるものである。第2のピ
ーク検出部は、前記第2の入力信号のピークレベルを保
持する第2のキャパシタを有し、該第2のキャパシタに
保持された電圧を第2のピーク電圧として出力すると共
に、前記リセット信号に応じて該第2のキャパシタの電
荷を放電させるものである。
記第2のピーク電圧を加算して前記第1の出力信号を生
成するもので、第2の加算部は、前記第2の入力信号と
前記第1のピーク電圧を加算して前記第2の出力信号を
生成するものである。ピークレベルリセット部は、前記
第1及び第2の出力信号の電位差に応じた信号を前記リ
セット信号として出力するものである。
回路を、第1の発明と同様の第1及び第2のピーク検出
部、並びに第1及び第2の加算部と、第1及び第2の出
力信号のピーク電圧を監視し、該ピーク電圧の差が所定
の値を越えたときにリセット許可信号を出力するリセッ
ト制御部と、前記リセット許可信号が与えられたとき
に、前記第1及び第2の出力信号の電位差に応じた信号
を前記リセット信号として出力するピークレベルリセッ
ト部とで構成している。
回路を、第1の発明と同様の第1及び第2のピーク検出
部、並びに第1及び第2の加算部と、第1及び第2の出
力信号のピーク電圧の差が所定の値を越えたときに、該
第1及び第2の出力信号の電位差に応じた信号を前記リ
セット信号として出力するピークレベルリセット部とで
構成している。
電圧キャンセル回路を構成したので、次のような作用が
行われる。
及び第2のピーク検出部によってそのピーク電圧が検出
され、第1及び第2のキャパシタに保持される。更に、
第1の入力信号は、第1の加算部で第2のピーク電圧と
加算され、第1の出力信号が生成される。一方、第2の
入力信号は、第2の加算部で第1のピーク電圧と加算さ
れ、第2の出力信号が生成される。これにより、入力信
号のレベルが安定していれば、第1及び第2の加算部に
よる加算の結果、第1及び第2の出力信号に含まれる直
流電圧成分の値が等しくなり、オフセット電圧がキャン
セルされる。
または第2のピーク検出部で保持しているピーク電圧が
上昇すると、第1または第2の出力信号のレベルが変動
してその電位差が大きくなる。これにより、ピークレベ
ルリセット部から出力されるリセット信号が大きくな
り、第1及び第2のピーク検出部のキャパシタに保持さ
れている電荷が放電され、第1及び第2のピーク電圧が
リセットされる。そして、新たに入力される第1及び第
2の入力信号に応じた第1及び第2のピーク電圧が保持
される。
フセット電圧キャンセル回路の構成図である。
号INを検波する検波回路1から与えられる差動入力信
号(相補入力信号とも称される)VA1,VA2に含ま
れる直流電圧成分の差(即ち、オフセット電圧)を除去
し、オフセットのない差動出力信号(相補出力信号とも
称される)VC1,VC2を生成してコンパレータ2へ
与えるものである。コンパレータ2は、ヒステリシス特
性を有し、差動出力信号VC1,VC2に基づいて出力
データOUTを生成するようになっている。
波回路1から与えられる差動入力信号VA1,VA2か
ら、それぞれの電位の最大値を検出して保持し、ピーク
電圧VP1,VP2として出力するリセット機能付きの
ピーク検出部101,102を有している。
で、例えばピーク検出部101は、ボルテージフォロワ
を構成する演算増幅器(OP)11を備え、この演算増
幅器11の入力側に差動入力信号VA1が与えられてい
る。演算増幅器11の出力側と接地電位GNDの間に
は、ピーク電圧保持用のキャパシタ12、大きな時定数
でピーク電圧の変動に追随させるための抵抗13、及び
リセット信号RSTによってキャパシタ12を強制的に
放電させるNチャネルMOSトランジスタ(以下、「N
MOS」という)14が並列に接続されている。
じ抵抗値を有する直列接続された抵抗151,152の
両端に与えられ、この抵抗151,152の接続点の電
位が、基準電圧VREFとして出力されるようになって
いる。
準電圧VREFを基準にして差動入力信号VA1とピー
ク電圧VP2を加算し、差動出力信号VC1を出力する
加算部201と、差動入力信号VA2とピーク電圧VP
1を加算して差動出力信号VC2を出力する加算部20
2を有している。
えば加算部201は、差動入力信号VA1がゲートに与
えられるPチャネルMOSトランジスタ(以下、「PM
OS」という)21と、基準電圧VREFがゲートに与
えられるPMOS22を有している。PMOS21,2
2のソースは、それぞれ抵抗23,24を介して電源電
位VDDに接続され、これらのPMOS21,22のド
レインは、定電流回路を構成するNMOS25を介して
接地電位GNDに接続されている。
P2がゲートに与えられるPMOS26と、基準電圧V
REFがゲートに与えられるPMOS27を有してい
る。PMOS26,27のソースは、それぞれPMOS
21,22のソースに接続され、これらのPMOS2
6,27のドレインは、定電流回路を構成するNMOS
28を介して接地電位GNDに接続されている。NMO
S25,28のゲートには、所定のバイアス電圧VBが
与えられている。
1,26に、それぞれ差動入力電圧VA1とピーク電圧
VP2に応じた電流が流れ、PMOS22,27には、
基準電圧VREFに応じた電流が流れる。PMOS2
1,22とPMOS26,27は、それぞれ差動回路を
構成し、抵抗23にはPMOS21,26の電流が流
れ、抵抗24にはPMOS22,27の電流が流れるよ
うになっている。
基準電圧VREFを基準にして、差動入力信号VA1と
ピーク電圧VP2を加算した電圧が、差動出力信号VC
1として出力されるようになっている。同様に、加算部
202からは、基準電圧VREFを基準にして、差動入
力信号VA2とピーク電圧VP1を加算した電圧が、差
動出力信号VC2として出力されるようになっている。
これらの差動出力信号VC1,VC2は、コンパレータ
2へ与えられている。
は、ピークレベルリセット部30を有している。ピーク
レベルリセット部30は、差動出力信号VC1,VC2
の電位差の絶対値を検出して、この電位差が大きくなっ
たときにピーク検出部101,102に対するリセット
信号RSTを出力するものである。
30の一例を示す回路図である。
ぞれ差動出力信号VC1,VC2がゲートに与えられる
PMOS31a,31bを有しており、このPMOS3
1a,31bのソースは、PMOS32を介して電源電
位VDDに接続されている。PMOS31aのドレイン
は、NMOS33aを介して接地電位GNDに接続され
ると共に、NMOS34aを介して接地電位GNDに接
続されている。また、PMOS31bのドレインは、N
MOS33bを介して接地電位GNDに接続されると共
に、NMOS34bを介して接地電位GNDに接続され
ている。
は、所定のバイアス電圧VBが与えられて定電流回路を
構成するNMOS35を有している。NMOS35のソ
ースは接地電位GNDに接続され、ドレインはPMOS
36を介して電源電位VDDに接続されている。PMO
S36には電流ミラー回路を構成するPMOS37が接
続され、これらのPMOS36,37及びPMOS32
のゲートが、NMOS35のドレインに接続されてい
る。
を介して接地電位GNDに接続されると共に、NMOS
33a,33bのゲートに接続され、このNMOS38
とNMOS33a,33bが、電流ミラー回路を構成す
るようになっている。
は、それぞれNMOS39a,39bのゲートに接続さ
れている。NMOS39a,39bのソースは接地電位
GNDに接続され、ドレインはPMOS40を介して電
源電位VDDに接続されている。PMOS40には電流
ミラー回路を構成するPMOS41が接続され、これら
のPMOS40,41のゲートがPMOS40のドレイ
ンに接続されている。PMOS41のドレインは、NM
OS42のドレインとゲートに接続され、NMOS42
のソースが接地電位GNDに接続されている。そして、
NMOS42のゲートからリセット信号RSTが出力さ
れるようになっている。
を示す信号波形図である。以下、この図4を参照しつ
つ、図1の動作を説明する。
与えられる差動入力信号VA1,VA2が安定している
場合、この差動入力信号VA1,VA2の各直流成分を
VO1,VO2、交流成分の振幅をAとすると、図4
(a)に示すように、前記(1)式で表される信号波形
となる。また、差動入力信号VA1,VA2の中間電位
が、抵抗151,152の接続点から基準電位VREF
として出力される。この時、ピーク検出部101,10
2から出力されるピーク電圧VP1,VP2は、図4
(b)に示すように、前記(2)式で表される一定電圧
となる。
び基準電圧VREFは加算部201へ与えられ、差動入
力信号VA2、ピーク電圧VP1及び基準電圧VREF
は加算部202へ与えられて加算される。これにより、
加算部201,202の出力側には、前記(3)式に示
すように、直流成分が等しくなってオフセット電圧が除
去された差動出力信号VC1,VC2が得られる。
ベルリセット部30へ与えられ、この差動出力信号VC
1,VC2の電位差の絶対値に対応した信号が、リセッ
ト信号RSTとして出力される。期間T1では、差動出
力信号VC1,VC2にオフセット電圧は生じていない
ので、この差動出力信号VC1,VC2の電位差の最大
値は、図4(c)に示すように、2Aとなる。従って、
リセット信号RSTの振幅は、この振幅2Aに比例した
値となる。
1,102のNMOS14のゲートに与えられるが、安
定時のリセット信号RSTの最大値(2A)をNMOS
14の閾値TH以下となるように設定しておくことによ
り、このNMOS14はオフ状態に保たれる。これと同
時に、オフセット電圧が除去された差動出力信号VC
1,VC2は、コンパレータ2へ与えられ、2値の出力
データOUTが生成される。
より、検波回路1から与えられる差動入力信号VA1の
直流成分が上昇したとする。これにより、差動入力信号
VA1の電位が変動すると共に、ピーク検出部101か
ら出力されるピーク電圧VP1も上昇する。ピーク電圧
VP1の上昇に伴い、加算部201,202から出力さ
れる差動出力信号VC1,VC2のレベルも変動し、こ
の差動出力信号VC1,VC2の電位差の最大値が増加
する。
から出力されるリセット信号RSTの振幅が増加する。
そして、リセット信号RSTの振幅が、NMOS14の
閾値THを越えると、このNMOS14に電流が流れ始
める。これにより、ピーク検出部101,102のキャ
パシタ12の電荷がNMOS14を介して放電され、ピ
ーク電圧VP1,VP2は低下する。
変動が復旧し、キャパシタ12に保持されているピーク
電圧VP1,VP2と、実際の差動入力信号VA1,V
A2のピーク電圧VP1,VP2が一致すると、加算部
201,202から出力される差動出力信号VC1,V
C2のオフセット電圧も除去される。これにより、ピー
クレベルリセット部30から出力されるリセット信号R
STの振幅も、NMOS14の閾値TH以下に戻り、こ
のNMOS14はオフ状態となり、元の安定した状態に
復旧する。
変動して元に戻る場合の動作について説明したが、差動
入力電圧VA1,VA2のレベルがステップ的に変化す
る場合や、パルス状の雑音が重畳した場合等において
も、同様にピーク電圧VP1,VP2のリセット及び再
設定動作が行われる。
セット電圧キャンセル回路は、保持しているピーク電圧
VP1,VP2を、リセット信号RSTに応じてリセッ
ト(放電)する機能を備えたピーク検出部101,10
2と、加算部201,202から出力される差動出力電
圧VC1,VC2の電位差に応じたリセット信号RST
を出力するピークレベルリセット部30を設けている。
これにより、差動入力信号の状態変化に高速に追随して
オフセット電圧をキャンセルすることができるという利
点がある。
フセット電圧キャンセル回路の構成図であり、図1中の
要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
1のオフセット電圧キャンセル回路に、オフセット監視
部50を追加したものである。オフセット監視部50
は、加算部201,202から出力される差動出力信号
VC1,VC2のピーク電圧を監視し、そのピーク電圧
の差が所定の値以下のときには、ピークレベルリセット
部30の動作を停止させるものである。
202から出力される差動出力信号VC1,VC2のピ
ーク電圧VCP1,VCP2を検出するピーク検出部5
1,52と、これらピーク電圧VCP1,VCP2の電
位差が所定の値を越えたときに、ピークレベルリセット
部30に対するイネーブル信号ENを生成するリセット
制御部53とで構成されている。
のピーク検出部101と同様の回路構成で、このピーク
検出部51,52のNMOS14には、ピークレベルリ
セット部30からリセット信号RSTが与えられるよう
になっている。リセット制御部53は、例えば、図3の
ピークレベルリセット部30と同様の回路構成で、この
リセット制御部53では、リセット信号RSTをイネー
ブル信号ENと読み替えて、ピークレベルリセット部3
0に対するバイアス信号BSの代わりに与えるようにな
っている。その他の構成は、図1と同様である。
加算部201,202から出力される差動出力電圧VC
1,VC2のピーク電圧VCP1,VCP2が、それぞ
れピーク検出部51,52で検出される。そして、これ
らのピーク電圧VCP1,VCP2の電位差が所定の値
を越えると、リセット制御部53からピークレベルリセ
ット部30にイネーブル信号ENが出力される。これに
より、ピークレベルリセット部30が動作可能になり、
第1の実施形態と同様の動作が行われる。
位差が所定の値以下のときには、リセット制御部53か
らピークレベルリセット部30にイネーブル信号ENが
出力されず、このピークレベルリセット部30の動作は
禁止される。従って、小さな雑音によるピークレベルリ
セット部30の誤動作が抑制される。
セット電圧キャンセル回路は、差動出力電圧VC1,V
C2のピーク電圧VCP1,VCP2の電位差が所定の
値を越えたときにのみ、ピークレベルリセット部30の
動作を可能にするオフセット監視部50を設けているの
で、第1の実施形態の利点に加えて、小さな雑音による
ピークレベルリセット部30の誤動作が抑制され、より
安定したオフセット電圧キャンセル動作が可能になると
いう利点がある。
フセット電圧キャンセル回路の構成図であり、図1中の
要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
図1におけるピークレベルリセット部30の入力側に、
ピーク検出部601,602を設けている。即ち、加算
部201,202から出力された差動出力電圧VC1,
VC2は、それぞれピーク検出部601,602によっ
てピーク電圧VCP1,VCP2が検出され、これらの
ピーク電圧VCP1,VCP2が、ピークレベルリセッ
ト部30に与えられるようになっている。
えば図1中のピーク検出部101と同様の回路構成で、
このピーク検出部601,602のNMOS14には、
ピークレベルリセット部30からリセット信号RSTが
与えられるようになっている。その他の構成は、図1と
同様である。
加算部201,202から出力される差動出力電圧VC
1,VC2のピーク電圧VCP1,VCP2が、ピーク
検出部601,602で検出される。そして、これらの
ピーク電圧VCP1,VCP2の電位差が所定の値を越
えると、ピークレベルリセット30からリセット信号R
STが出力される。これにより、第1の実施形態と同様
の動作が行われる。
位差が所定の値以下のときには、ピークレベルリセット
30からリセット信号RSTは出力されない。
部201,202から出力される差動出力信号VC1,
VC2の電位差に基づいてピークレベルリセット部30
からリセット信号RSTが出力されていたが、この第3
の実施形態では、差動出力電圧VC1,VC2のピーク
電圧VCP1,VCP2の電位差が所定の値を越えたと
きにリセット信号RSTを出力するようにしている。こ
れにより、第2の実施形態よりも簡素化した回路構成
で、この第2の実施形態と同様に、小さな雑音によるピ
ークレベルリセット部30の誤動作が抑制され、より安
定したオフセット電圧キャンセル動作が可能になるとい
う利点がある。
ず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例
えば、次のようなものがある。
ピークレベルリセット部30の回路構成は、図示したも
のに限定されない。同様の機能を有するものであれば、
どの様な回路構成でも適用可能である。
値を検出するようにしているが、最小値を検出するよう
にしても良い。
入力信号VA1,VA2等に含まれる直流成分を検出す
る回路を用いても良い。
は、ピークレベルリセット部30から与えられるリセッ
ト信号RSTのレベルによって、導通状態がアナログ的
に制御されるようになっているが、比較器等を用いて2
値のリセット信号を生成し、ディジタル的に制御するよ
うにしても良い。
よれば、リセット信号によって保持しているピーク電圧
をリセットする機能を備えた第1及び第2のピーク検出
部と、第1及び第2の加算部から出力される第1及び第
2の出力信号の電位差に応じたリセット信号を出力する
ピークレベルリセット部を有している。これにより、差
動入力信号の状態変化に高速に追随してオフセット電圧
をキャンセルすることができる。
信号のピーク電圧の差が所定の値を越えたときにのみ、
ピークレベルリセット部の動作を可能にするリセット制
御部を設けている。これにより、第1の発明の効果に加
えて、小さな雑音によるピークレベルリセット部の誤動
作が抑制され、より安定したオフセット電圧キャンセル
動作が可能になるという効果がある。
信号のピーク電圧の差が所定の値を越えたときに、該第
1及び第2の出力信号の電位差の絶対値に対応した信号
をリセット信号として出力するピークレベルリセット部
を有している。これにより、第2の発明よりも簡単な構
成で、第2の発明と同様の効果が得られる。
ンセル回路の構成図である。
示す構成図である。
示す回路図である。
ンセル回路の構成図である。
ンセル回路の構成図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 差動的な第1及び第2の入力信号に含ま
れる直流電圧成分の差を除去して第1及び第2の出力信
号からなる差動信号を生成するオフセット電圧キャンセ
ル回路であって、 前記第1の入力信号のピークレベルを保持する第1のキ
ャパシタを有し、該第1のキャパシタに保持された電圧
を第1のピーク電圧として出力すると共に、リセット信
号に応じて該第1のキャパシタの電荷を放電させる第1
のピーク検出部と、 前記第2の入力信号のピークレベルを保持する第2のキ
ャパシタを有し、該第2のキャパシタに保持された電圧
を第2のピーク電圧として出力すると共に、前記リセッ
ト信号に応じて該第2のキャパシタの電荷を放電させる
第2のピーク検出部と、 前記第1の入力信号と前記第2のピーク電圧とを加算し
て前記第1の出力信号を生成する第1の加算部と、 前記第2の入力信号と前記第1のピーク電圧とを加算し
て前記第2の出力信号を生成する第2の加算部と、 前記第1及び第2の出力信号の電位差に応じた信号を前
記リセット信号として出力するピークレベルリセット部
とを、 備えたことを特徴とするオフセット電圧キャンセル回
路。 - 【請求項2】 差動的な第1及び第2の入力信号に含ま
れる直流電圧成分の差を除去して第1及び第2の出力信
号からなる差動信号を生成するオフセット電圧キャンセ
ル回路であって、 前記第1の入力信号のピークレベルを保持する第1のキ
ャパシタを有し、該第1のキャパシタに保持された電圧
を第1のピーク電圧として出力すると共に、リセット信
号に応じて該第1のキャパシタの電荷を放電させる第1
のピーク検出部と、 前記第2の入力信号のピークレベルを保持する第2のキ
ャパシタを有し、該第2のキャパシタに保持された電圧
を第2のピーク電圧として出力すると共に、前記リセッ
ト信号に応じて該第2のキャパシタの電荷を放電させる
第2のピーク検出部と、 前記第1の入力信号と前記第2のピーク電圧とを加算し
て前記第1の出力信号を生成する第1の加算部と、 前記第2の入力信号と前記第1のピーク電圧とを加算し
て前記第2の出力信号を生成する第2の加算部と、 前記第1及び第2の出力信号のピーク電圧を監視し、該
ピーク電圧の差が所定の値を越えたときにリセット許可
信号を出力するリセット制御部と、 前記リセット許可信号が与えられたときに、前記第1及
び第2の出力信号の電位差に応じた信号を前記リセット
信号として出力するピークレベルリセット部とを、 備えたことを特徴とするオフセット電圧キャンセル回
路。 - 【請求項3】 差動的な第1及び第2の入力信号に含ま
れる直流電圧成分の差を除去して第1及び第2の出力信
号からなる差動信号を生成するオフセット電圧キャンセ
ル回路であって、 前記第1の入力信号のピークレベルを保持する第1のキ
ャパシタを有し、該第1のキャパシタに保持された電圧
を第1のピーク電圧として出力すると共に、リセット信
号に応じて該第1のキャパシタの電荷を放電させる第1
のピーク検出部と、 前記第2の入力信号のピークレベルを保持する第2のキ
ャパシタを有し、該第2のキャパシタに保持された電圧
を第2のピーク電圧として出力すると共に、前記リセッ
ト信号に応じて該第2のキャパシタの電荷を放電させる
第2のピーク検出部と、 前記第1の入力信号と前記第2のピーク電圧とを加算し
て前記第1の出力信号を生成する第1の加算部と、 前記第2の入力信号と前記第1のピーク電圧とを加算し
て前記第2の出力信号を生成する第2の加算部と、 前記第1及び第2の出力信号のピーク電圧の差が所定の
値を越えたときに、該第1及び第2の出力信号の電位差
に応じた信号を前記リセット信号として出力するピーク
レベルリセット部とを、 備えたことを特徴とするオフセット電圧キャンセル回
路。
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