JP2562830B2 - 光電式煙感知器の受光信号検出回路 - Google Patents
光電式煙感知器の受光信号検出回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、光電式煙感知器の受光信号検出回路に関す
るものである。
るものである。
［従来の技術］ 第６図は光電式の煙感知器の従来例を示すブロック図
である。発光ダイオード１は発振回路10により間欠的に
光信号を発光する。発光ダイオード１からの光の放射方
向と、受光素子２による光の受光方向とは異なり、煙感
知器内に煙が存在しないときには、受光素子２は光をほ
とんど受光しない。一方、煙感知器内に煙が存在すると
きには、発光ダイオード１からの光は煙によって散乱さ
れるので、受光素子２は煙による散乱光を受光する。こ
の散乱光は極めて微弱なものであるので、受光アンプ20
にて増幅した後、コンパレータ21にて所定の基準レベル
と比較する。コンパレータ21の出力は信号処理回路22に
て信号処理され、信頼性のある検出信号が得られたとき
には、発報回路23にて煙感知信号を発報する。コンパレ
ータ21は煙濃度が所定濃度以上であるか否かを判定して
おり、信号処理回路22は電磁ノイズなどによる誤動作を
防ぐための信号処理を行っている。
である。発光ダイオード１は発振回路10により間欠的に
光信号を発光する。発光ダイオード１からの光の放射方
向と、受光素子２による光の受光方向とは異なり、煙感
知器内に煙が存在しないときには、受光素子２は光をほ
とんど受光しない。一方、煙感知器内に煙が存在すると
きには、発光ダイオード１からの光は煙によって散乱さ
れるので、受光素子２は煙による散乱光を受光する。こ
の散乱光は極めて微弱なものであるので、受光アンプ20
にて増幅した後、コンパレータ21にて所定の基準レベル
と比較する。コンパレータ21の出力は信号処理回路22に
て信号処理され、信頼性のある検出信号が得られたとき
には、発報回路23にて煙感知信号を発報する。コンパレ
ータ21は煙濃度が所定濃度以上であるか否かを判定して
おり、信号処理回路22は電磁ノイズなどによる誤動作を
防ぐための信号処理を行っている。
第７図は受光アンプ20とコンパレータ21の具体回路例
を示している。受光アンプ20はオペアンプA1,A2を継続
接続したもであり、オペアンプA1は帰還インピーダンス
としてコンデンサC1と抵抗R1を接続され、受光素子２か
らの光電流を電圧信号に変換する。コンデンサC1は高域
カット用であり、抵抗R1は電流−電圧変換係数設定用で
ある。オペアンプA2は入力抵抗R2と帰還抵抗R3とを有
し、オペアンプA1の出力電圧を増幅する。増幅率は（−
R3/R2）となる。オペアンプA2の出力電圧には、各オペ
アンプA1,A2のオフセットや受光素子２の暗電流の成分
が含まれ、これらは周囲温度によって大きく変動する。
そこで、コンデンサC2によって直流成分を除去し、発光
ダイオード１の発光時に生じた散乱光による変動成分の
みをコンパレータ21にて検出している。コンパレータ21
の負入力端子には、電源電圧を抵抗R5,R6にて分圧した
電圧が基準レベルとして印加されており、正入力端子の
電圧が上記基準レベルを越えたときに、コンパレータ21
の出力が“High"レベルとなる。一端をコンデンサC2に
接続された抵抗R4の他端には基準電圧Vrefが印加されて
おり、散乱光による入力信号が無いときには、コンデン
サC2と抵抗R4との接続点の電圧は、基準電圧Vrefに等し
くなる。この基準電圧Vrefはコンパレータ21の負入力端
子に印加された基準レベルよりも低く設定されている。
を示している。受光アンプ20はオペアンプA1,A2を継続
接続したもであり、オペアンプA1は帰還インピーダンス
としてコンデンサC1と抵抗R1を接続され、受光素子２か
らの光電流を電圧信号に変換する。コンデンサC1は高域
カット用であり、抵抗R1は電流−電圧変換係数設定用で
ある。オペアンプA2は入力抵抗R2と帰還抵抗R3とを有
し、オペアンプA1の出力電圧を増幅する。増幅率は（−
R3/R2）となる。オペアンプA2の出力電圧には、各オペ
アンプA1,A2のオフセットや受光素子２の暗電流の成分
が含まれ、これらは周囲温度によって大きく変動する。
そこで、コンデンサC2によって直流成分を除去し、発光
ダイオード１の発光時に生じた散乱光による変動成分の
みをコンパレータ21にて検出している。コンパレータ21
の負入力端子には、電源電圧を抵抗R5,R6にて分圧した
電圧が基準レベルとして印加されており、正入力端子の
電圧が上記基準レベルを越えたときに、コンパレータ21
の出力が“High"レベルとなる。一端をコンデンサC2に
接続された抵抗R4の他端には基準電圧Vrefが印加されて
おり、散乱光による入力信号が無いときには、コンデン
サC2と抵抗R4との接続点の電圧は、基準電圧Vrefに等し
くなる。この基準電圧Vrefはコンパレータ21の負入力端
子に印加された基準レベルよりも低く設定されている。
［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来技術において、オペアンプA1,A2にオフセ
ットが無ければ、ゼロ入力時のオペアンプA2の出力は電
圧VBに等しくなるが、現実にはオペアンプA1,A2にオフ
セットが存在するので、そのオフセット電圧を各々
VOS1,VOS2とすると、オペアンプA2の出力は、ゼロ入力
時の電圧VBに比べてΔＶの誤差電圧を生じる。
ットが無ければ、ゼロ入力時のオペアンプA2の出力は電
圧VBに等しくなるが、現実にはオペアンプA1,A2にオフ
セットが存在するので、そのオフセット電圧を各々
VOS1,VOS2とすると、オペアンプA2の出力は、ゼロ入力
時の電圧VBに比べてΔＶの誤差電圧を生じる。
ΔＶ＝−（R3/R2）（VOS1−VOS2） 例えば、VOS1＝1mV、VOS2＝−3mV、R3/R2＝30とする
と、ΔＶ＝−30（１＋３）＝−120mVとなる。
と、ΔＶ＝−30（１＋３）＝−120mVとなる。
今、煙による散乱光に起因する受光電流を10nA、R1＝
1MΩ、R3/R2＝30とすると、煙による受光アンプ20の出
力信号VSは、 VS＝10nA×1MΩ×30−300mV となる。この出力信号VSに比べて、誤差電圧ΔＶが比較
的大きいため、オペアンプA2の出力をコンパレータ21に
そのまま入力すると、発報すべき煙濃度で発報しなかっ
たり、逆に低い煙濃度で発報するという不都合が生じて
しまう。受光素子２の暗電流が大きくなっても同じよう
なことが起こる。そこで、従来の回路ではコンデンサC2
と抵抗R4によりハイパスフィルタを構成し、直流成分を
カットしている。ハイパスフィルタの低域遮断周波数
は、C2＝100nF、R4＝10KΩとすれば、fc＝1/2πC2R4≒1
60Hzとなる。
1MΩ、R3/R2＝30とすると、煙による受光アンプ20の出
力信号VSは、 VS＝10nA×1MΩ×30−300mV となる。この出力信号VSに比べて、誤差電圧ΔＶが比較
的大きいため、オペアンプA2の出力をコンパレータ21に
そのまま入力すると、発報すべき煙濃度で発報しなかっ
たり、逆に低い煙濃度で発報するという不都合が生じて
しまう。受光素子２の暗電流が大きくなっても同じよう
なことが起こる。そこで、従来の回路ではコンデンサC2
と抵抗R4によりハイパスフィルタを構成し、直流成分を
カットしている。ハイパスフィルタの低域遮断周波数
は、C2＝100nF、R4＝10KΩとすれば、fc＝1/2πC2R4≒1
60Hzとなる。
ところが、第６図に示す回路を集積回路化してコスト
ダウンと小型軽量化を図ろうとした場合には、半導体集
積回路では大容量のコンデンサや高抵抗は実現困難とな
るという問題が生じる。半導体集積回路で実現できるコ
ンデンサの容量の上限値は実用的には50pF程度であり、
抵抗の上限値は50KΩ程度である。したがって、これら
の値でハイパスフィルタを構成しても、低域遮断周波数
はfc＝6.3×104Hzとなり、実用的な使用周波数帯域（１
〜20KHz程度）を大きく越えてしまい、直流カットの目
的を果たせない。
ダウンと小型軽量化を図ろうとした場合には、半導体集
積回路では大容量のコンデンサや高抵抗は実現困難とな
るという問題が生じる。半導体集積回路で実現できるコ
ンデンサの容量の上限値は実用的には50pF程度であり、
抵抗の上限値は50KΩ程度である。したがって、これら
の値でハイパスフィルタを構成しても、低域遮断周波数
はfc＝6.3×104Hzとなり、実用的な使用周波数帯域（１
〜20KHz程度）を大きく越えてしまい、直流カットの目
的を果たせない。
また、光電式煙感知器は防災機器の分野に属するもの
であるから、停電時においても非常電源等を用いて常に
動作させておく必要があり、そのためには、消費電力の
低域が不可欠となる。このため、上述のように、間欠駆
動方式を採用することにより、消費電力を節約すること
が望まれるものであるが、大容量のコンデンサや高抵抗
を用いて直流カットを行おうとすると、受光アンプは常
に通電しておく必要があり、発光素子の発光期間の直前
にのみ受光アンプを動作させれは済むという訳にはいか
なくなる。
であるから、停電時においても非常電源等を用いて常に
動作させておく必要があり、そのためには、消費電力の
低域が不可欠となる。このため、上述のように、間欠駆
動方式を採用することにより、消費電力を節約すること
が望まれるものであるが、大容量のコンデンサや高抵抗
を用いて直流カットを行おうとすると、受光アンプは常
に通電しておく必要があり、発光素子の発光期間の直前
にのみ受光アンプを動作させれは済むという訳にはいか
なくなる。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、光電式煙感知器の受光信号検
出回路において、増幅回路のオフセット電圧を除去する
のみならず、受光信号に含まれる暗電流成分による誤動
作を防止し、且つ間欠駆動方式による消費電力の低減に
も適した方式で直流カットを行えるようにすることにあ
る。
その目的とするところは、光電式煙感知器の受光信号検
出回路において、増幅回路のオフセット電圧を除去する
のみならず、受光信号に含まれる暗電流成分による誤動
作を防止し、且つ間欠駆動方式による消費電力の低減に
も適した方式で直流カットを行えるようにすることにあ
る。
［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、感
知器内に間欠的に光信号を発光する発光素子と、感知器
内で前記発光素子からの光の放射方向とは異なる方向か
ら光を受光するように配置されて感知器内に煙が存在す
るときに前記発光素子から放射された光が煙によって散
乱された光を受光して電気信号を発生する受光素子とを
有する光電式の煙感知器において、第１図に示すよう
に、前記受光素子２からの信号を増幅する増幅回路（受
光アンプ20）と、増幅された信号のレベルを前記発光素
子の発光期間において判定するレベル判定回路（コンパ
レータ21）と、レベル判定回路よりも前段に挿入される
直流カット用のコンデンサC2とを備え、前記発光素子の
発光期間以前にオンされて前記発光素子の発光期間には
オフされる双方向性スイッチ素子（アナログスイッチ
Ｑ）を、直流カット用のコンデンサC2の出力端子と基準
電圧源との間に設けたことを特徴とするものである。
知器内に間欠的に光信号を発光する発光素子と、感知器
内で前記発光素子からの光の放射方向とは異なる方向か
ら光を受光するように配置されて感知器内に煙が存在す
るときに前記発光素子から放射された光が煙によって散
乱された光を受光して電気信号を発生する受光素子とを
有する光電式の煙感知器において、第１図に示すよう
に、前記受光素子２からの信号を増幅する増幅回路（受
光アンプ20）と、増幅された信号のレベルを前記発光素
子の発光期間において判定するレベル判定回路（コンパ
レータ21）と、レベル判定回路よりも前段に挿入される
直流カット用のコンデンサC2とを備え、前記発光素子の
発光期間以前にオンされて前記発光素子の発光期間には
オフされる双方向性スイッチ素子（アナログスイッチ
Ｑ）を、直流カット用のコンデンサC2の出力端子と基準
電圧源との間に設けたことを特徴とするものである。
［作用］ 本発明にあっては、このように、直流カット用のコン
デンサC2の出力端子と基準電圧源との間に双方向性のス
イッチ素子を挿入し、このスイッチ素子を発光素子の発
光期間以前にオンするようにしたので、コンデンサC2の
出力端子の電圧レベルを基準電圧源の電圧Vrefに速やか
に設定することができ、オフセットや暗電流等のドリフ
ト成分による影響を受けることなく、微弱な受光信号を
正確に検出することができるものである。
デンサC2の出力端子と基準電圧源との間に双方向性のス
イッチ素子を挿入し、このスイッチ素子を発光素子の発
光期間以前にオンするようにしたので、コンデンサC2の
出力端子の電圧レベルを基準電圧源の電圧Vrefに速やか
に設定することができ、オフセットや暗電流等のドリフ
ト成分による影響を受けることなく、微弱な受光信号を
正確に検出することができるものである。
［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例において、上述の従来例と対応する部分には同一の符
号を付して重複する説明は省略する。第１図に示す回路
では、受光アンプ20とコンパレータ21の間に配された直
流カット回路30に特徴を有しており、コンデンサC2の出
力端子と基準電圧Vrefの間に、NMOSトランジスタQ1とPM
OSトランジスタQ2により構成されたCMOSタイプのアナロ
グスイッチＱを配している。NMOSトランジスタQ1は、ゲ
ート信号φにより開閉制御され、PMOSトランジスタQ2は
ゲート信号φをインバータN1にて反転した信号により開
閉制御される。なお、基準電圧Vrefは接地電圧（ゼロボ
ルト）であっても構わない。
例において、上述の従来例と対応する部分には同一の符
号を付して重複する説明は省略する。第１図に示す回路
では、受光アンプ20とコンパレータ21の間に配された直
流カット回路30に特徴を有しており、コンデンサC2の出
力端子と基準電圧Vrefの間に、NMOSトランジスタQ1とPM
OSトランジスタQ2により構成されたCMOSタイプのアナロ
グスイッチＱを配している。NMOSトランジスタQ1は、ゲ
ート信号φにより開閉制御され、PMOSトランジスタQ2は
ゲート信号φをインバータN1にて反転した信号により開
閉制御される。なお、基準電圧Vrefは接地電圧（ゼロボ
ルト）であっても構わない。
第２図は本実施例の動作波形図である。ゲート信号φ
が“High"レベルになると、NMOSトランジスタQ1及びPMO
SトランジスタQ2がオンとなり、コンデンサC2の出力端
子の電圧Vcは基準電圧Vrefに設定される。ゲート信号φ
は約50μsecの間“High"レベルに保持され、その後、
“Low"レベルとなる。本実施例では、コンパレータ21と
して、入力段のトランジスタがJFET又はMOSトランジス
タよりなる高入力インピーダンスのタイプを用いてお
り、その入力バイアス電流は数pA〜100pA程度と極めて
小さい。したがって、例えば、コンデンサC2の容量が10
pF程度の小さな容量であっても、コンデンサC2の出力端
子の電圧は、アナログスイッチＱをオフした後、数msec
の間はほとんど基準電圧Vrefに保持される。ゲート信号
φが立ち下がってから、約50μsecの経過後に、発振回
路10の出力により発光素子１が発光し、受光アンプ20が
出力信号VSを発生すると、コンパレータ21の入力インピ
ーダンスは非常に高いので、受光アンプ20の出力信号VS
の分だけコンパレータ21の入力電圧は変化する。この入
力電圧の変化が所定値以上であれば、煙感知信号が発報
される。
が“High"レベルになると、NMOSトランジスタQ1及びPMO
SトランジスタQ2がオンとなり、コンデンサC2の出力端
子の電圧Vcは基準電圧Vrefに設定される。ゲート信号φ
は約50μsecの間“High"レベルに保持され、その後、
“Low"レベルとなる。本実施例では、コンパレータ21と
して、入力段のトランジスタがJFET又はMOSトランジス
タよりなる高入力インピーダンスのタイプを用いてお
り、その入力バイアス電流は数pA〜100pA程度と極めて
小さい。したがって、例えば、コンデンサC2の容量が10
pF程度の小さな容量であっても、コンデンサC2の出力端
子の電圧は、アナログスイッチＱをオフした後、数msec
の間はほとんど基準電圧Vrefに保持される。ゲート信号
φが立ち下がってから、約50μsecの経過後に、発振回
路10の出力により発光素子１が発光し、受光アンプ20が
出力信号VSを発生すると、コンパレータ21の入力インピ
ーダンスは非常に高いので、受光アンプ20の出力信号VS
の分だけコンパレータ21の入力電圧は変化する。この入
力電圧の変化が所定値以上であれば、煙感知信号が発報
される。
本実施例にあっては、オペアンプA1,A2のオフセット
電圧及び受光素子２の暗電流によりオペアンプA2の出力
に誤差電圧ΔＶがあっても、入力信号の検出期間よりも
以前に、ゲート信号φに応じてコンデンサC2の出力端子
の電圧が基準電圧Vrefに設定されるので、誤差電圧ΔＶ
はコンパレータ21には入力されない。したがって、煙に
よる散乱光に起因する微弱な入力信号のみを正確に検出
することができる。
電圧及び受光素子２の暗電流によりオペアンプA2の出力
に誤差電圧ΔＶがあっても、入力信号の検出期間よりも
以前に、ゲート信号φに応じてコンデンサC2の出力端子
の電圧が基準電圧Vrefに設定されるので、誤差電圧ΔＶ
はコンパレータ21には入力されない。したがって、煙に
よる散乱光に起因する微弱な入力信号のみを正確に検出
することができる。
［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、入力信号が特に微弱である場合に、受光
アンプ20に３段継続構成のオペアンプA1,A2,A3を用いた
例である。第３のオペアンプA3は、入力抵抗R7と帰還抵
抗R8を接続され、第２のオペアンプA2の出力を増幅す
る。この回路例では、２段目のオペアンプA2の出力と３
段目のオペアンプA3の入力との間に、第１の直流カット
回路31を配し、３段目のオペアンプA3の出力とコンパレ
ータ21の入力との間に、第２の直流カット回路32を配し
ている。第１及び第２の直流カット回路31,32の構成
は、上述の第１実施例に用いた直流カット回路30と同じ
である。第１の直流カット回路31と第２の直流カット回
路32とは同期して動作し、発振回路10による光信号の休
止期間中にアナログスイッチがオンされて、コンデンサ
C2,C3の出力電圧がそれぞれ基準電圧Vref1,Vref2に設定
され、発振回路10による光信号の発生期間中にはアナロ
グスイッチがオフされる。
例にあっては、入力信号が特に微弱である場合に、受光
アンプ20に３段継続構成のオペアンプA1,A2,A3を用いた
例である。第３のオペアンプA3は、入力抵抗R7と帰還抵
抗R8を接続され、第２のオペアンプA2の出力を増幅す
る。この回路例では、２段目のオペアンプA2の出力と３
段目のオペアンプA3の入力との間に、第１の直流カット
回路31を配し、３段目のオペアンプA3の出力とコンパレ
ータ21の入力との間に、第２の直流カット回路32を配し
ている。第１及び第２の直流カット回路31,32の構成
は、上述の第１実施例に用いた直流カット回路30と同じ
である。第１の直流カット回路31と第２の直流カット回
路32とは同期して動作し、発振回路10による光信号の休
止期間中にアナログスイッチがオンされて、コンデンサ
C2,C3の出力電圧がそれぞれ基準電圧Vref1,Vref2に設定
され、発振回路10による光信号の発生期間中にはアナロ
グスイッチがオフされる。
本実施例において、２段目のオペアンプA2と３段目の
オペアンプA3の間に、直流カット回路31を配する理由
は、２段目のオペアンプA2の出力に生じる誤差電圧ΔＶ
が３段目のオペアンプA3にて増幅されるのを防止するた
めである。つまり、第１の直流カット回路31は、オペア
ンプA1,A2のオフセットや受光素子２の暗電流によるド
リフト成分を除去するものであり、第２の直流カット回
路32は、オペアンプA3のオフセットによるドリフト成分
を除去するものである。これによって、微弱な入力信号
をドリフト成分の影響を受けることなく、正確にレベル
検出することができるものである。
オペアンプA3の間に、直流カット回路31を配する理由
は、２段目のオペアンプA2の出力に生じる誤差電圧ΔＶ
が３段目のオペアンプA3にて増幅されるのを防止するた
めである。つまり、第１の直流カット回路31は、オペア
ンプA1,A2のオフセットや受光素子２の暗電流によるド
リフト成分を除去するものであり、第２の直流カット回
路32は、オペアンプA3のオフセットによるドリフト成分
を除去するものである。これによって、微弱な入力信号
をドリフト成分の影響を受けることなく、正確にレベル
検出することができるものである。
［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の要部回路図であり、第
５図はその動作波形図である。本実施例にあっては、CM
OSタイプのアナログスイッチに代えて、ＮチャンネルJF
ET3aとＰチャンネルJFET3bを組み合わせたアナログスイ
ッチ３を用いており、ゲート信号φ1,φ２にて制御して
いる。ＮチャンネルJFET3aを制御するゲート信号φ
１は、０ボルトと基準電圧Vrefの間で変化し、Ｐチャン
ネルJFET3bを制御するゲート信号φ２は制御電源電圧V
DDと基準電圧Vrefの間で変化する。いずれのJFET3a,3b
も、ゲート信号φ1,φ２が基準電圧Vrefとなるタイミン
グにオンされる。その他の動作については、上述の実施
例と同様である。
５図はその動作波形図である。本実施例にあっては、CM
OSタイプのアナログスイッチに代えて、ＮチャンネルJF
ET3aとＰチャンネルJFET3bを組み合わせたアナログスイ
ッチ３を用いており、ゲート信号φ1,φ２にて制御して
いる。ＮチャンネルJFET3aを制御するゲート信号φ
１は、０ボルトと基準電圧Vrefの間で変化し、Ｐチャン
ネルJFET3bを制御するゲート信号φ２は制御電源電圧V
DDと基準電圧Vrefの間で変化する。いずれのJFET3a,3b
も、ゲート信号φ1,φ２が基準電圧Vrefとなるタイミン
グにオンされる。その他の動作については、上述の実施
例と同様である。
なお、第１図及び第３図に示す実施例では、NMOSトラ
ンジスタはゲート信号により開閉制御され、PMOSトラン
ジスタはゲート信号をインバータにて反転した信号によ
り開閉制御されているが、PMOSトランジスタがゲート信
号により開閉制御され、NMOSトランジスタがゲート信号
をインバータにて反転した信号により開閉制御されるよ
うにしても良い。後者の場合、ゲート信号の論理を実施
例とは反転させて用いることは言うまでもない。
ンジスタはゲート信号により開閉制御され、PMOSトラン
ジスタはゲート信号をインバータにて反転した信号によ
り開閉制御されているが、PMOSトランジスタがゲート信
号により開閉制御され、NMOSトランジスタがゲート信号
をインバータにて反転した信号により開閉制御されるよ
うにしても良い。後者の場合、ゲート信号の論理を実施
例とは反転させて用いることは言うまでもない。
［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、間欠駆動方式の光
電式煙感知器の受光信号検出回路において、発光素子の
発光期間以前にオンされて発光期間にはオフされる双方
向性スイッチ素子を、直流カット用のコンデンサの出力
端子と基準電圧源との間に設けたから、増幅回路のオフ
セットや受光信号の暗電流のような温度依存成分による
ドリフトの影響を受けることなく、受光信号を検出でき
るという効果があり、また、双方向性スイッチ素子にて
直流カット用のコンデンサの出力端子を基準電圧に設定
するようにしたので、大容量のコンデンサや高抵抗を設
ける必要がなく、半導体集積回路化したときに外付け部
品が不要になるので、低コスト化、小型軽量化の効果が
十分に発揮されるものである。さらにまた、大容量のコ
ンデンサと高抵抗を用いた直流カット方式を用いる場合
に比べると、直流カットに要する時間が短縮されること
から、増幅回路等を常に通電しておく必要はなく、間欠
駆動方式に適しており、光電式煙感知器の消費電力低減
に寄与するという効果がある。
電式煙感知器の受光信号検出回路において、発光素子の
発光期間以前にオンされて発光期間にはオフされる双方
向性スイッチ素子を、直流カット用のコンデンサの出力
端子と基準電圧源との間に設けたから、増幅回路のオフ
セットや受光信号の暗電流のような温度依存成分による
ドリフトの影響を受けることなく、受光信号を検出でき
るという効果があり、また、双方向性スイッチ素子にて
直流カット用のコンデンサの出力端子を基準電圧に設定
するようにしたので、大容量のコンデンサや高抵抗を設
ける必要がなく、半導体集積回路化したときに外付け部
品が不要になるので、低コスト化、小型軽量化の効果が
十分に発揮されるものである。さらにまた、大容量のコ
ンデンサと高抵抗を用いた直流カット方式を用いる場合
に比べると、直流カットに要する時間が短縮されること
から、増幅回路等を常に通電しておく必要はなく、間欠
駆動方式に適しており、光電式煙感知器の消費電力低減
に寄与するという効果がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の要部回路図、第５図は同上
の動作波形図、第６図は従来の光電式感知器のブロック
図、第７図は同上の要部回路図である。 １は発光ダイオード、２は受光素子、20は受光アンプ、
21はコンパレータ、30は直流カット回路、C2はコンデン
サ、Ｑはアナログスイッチ、Vrefは基準電圧である。
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の要部回路図、第５図は同上
の動作波形図、第６図は従来の光電式感知器のブロック
図、第７図は同上の要部回路図である。 １は発光ダイオード、２は受光素子、20は受光アンプ、
21はコンパレータ、30は直流カット回路、C2はコンデン
サ、Ｑはアナログスイッチ、Vrefは基準電圧である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上 浩則 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (72)発明者 荒川 雅夫 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 昭48−5327（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−196920（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】感知器内に間欠的に光信号を発光する発光
素子と、感知器内で前記発光素子からの光の放射方向と
は異なる方向から光を受光するように配置されて感知器
内に煙が存在するときに前記発光素子から放射された光
が煙によって散乱された光を受光して電気信号を発生す
る受光素子と、前記受光素子からの信号を増幅する増幅
回路と、増幅された信号のレベルを前記発光素子の発光
期間において判定するレベル判定回路と、レベル判定回
路よりも前段に挿入される直流カット用のコンデンサと
を備え、前記発光素子の発光期間以前にオンされて前記
発光素子の発光期間にはオフされる双方向性スイッチ素
子を、直流カット用のコンデンサの出力端子と基準電圧
源との間に設けたことを特徴とする光電式煙感知器の受
光信号検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63128715A JP2562830B2 (ja) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | 光電式煙感知器の受光信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63128715A JP2562830B2 (ja) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | 光電式煙感知器の受光信号検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01297914A JPH01297914A (ja) | 1989-12-01 |
| JP2562830B2 true JP2562830B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=14991638
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63128715A Expired - Lifetime JP2562830B2 (ja) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | 光電式煙感知器の受光信号検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2562830B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006129107A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Nippon Precision Circuits Inc | 信号増幅装置 |
-
1988
- 1988-05-26 JP JP63128715A patent/JP2562830B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01297914A (ja) | 1989-12-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080919 Year of fee payment: 12 |
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| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
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