JPH01295682A - トランスの偏磁防止回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はパルス巾制御形インバータの出カドランスに
おける偏磁防止回路に関する。

〔従来の技術〕

従来のこの種の出カドランスを有するパルス巾制御形イ
ンバータ回路としては第３図の回路図に例示するものが
知られている。第３図は前記出カドランス２次側の負荷
回路を整流回路を介した直流回路とし且つ負荷に対し定
電流供給を行なう場合を示すものである。第４図は第３
図各部の動作波形図である。

第３図において、１は直流電源、２は平滑コンデンサ、
３はインバータ主回路でありスイッチングトランジスタ
ＴＲ，〜ＴＲ，と転流ダイオードＤ１〜Ｄ４とから成る
。４は直流分阻止用コンデンサ、５は出カドランス、６
はダイオードＤ、〜Ｄ１１より成る整流回路、７は平滑
用直流リアクトル、８は負荷、９は直流変流器である。

また１０はインバータ制御回路であり、負荷電流Ｉ０の
所要値を与える設定器１２と、該設定器による電流設定
値と前記電流■。の前記変流器９による電流検出値との
比較演算信号Ｓ、を出力する調節器１１と、前記信号Ｓ
Ｉを変調するキャリア信号Ｓ２の発振器１３と、前記信
号Ｓ１と８２とを比較しバルス列信号を出力する比較器
１４と、該比較器の出力信号を受は前記インバータ主回
路３のトランジスタＴＲ，〜ＴＲ，それぞれのベースに
対するスイッチング信号Ｇ、〜Ｇ４を与えるドライブ回
路１５とから成る。

上記の如き回路構成は前記負荷電流Ｉ・に関する負帰還
制御系を成すものであり、前記電流Ｉｓは前記設定器１
２による設定値にて定電流運転される。

なお第３図において■五は前記インバータ主回路３の出
力電圧、■、とｖｃとはそれぞれ前記の出カドランス５
とコンデンサ４の前記出力電圧Ｖ、に対する分担電圧、
■１は前記インバータ主回路３の出力電流であり、それ
ぞれの動作波形を第４図に示す。

第４図においてインバータ出力電圧Ｖ！の正側半波に示
す斜線部はその負側半波とのパルス巾不等部を示すもの
であり、該両波形の平均値として得られる直流電圧成分
の発生原因となるものであるが、前記両半波間の波形不
揃いは図示の如くコンデンサ電圧ＶＣの正負各型圧波形
の不均等により吸収され、出カドランスの分担電圧■、
においてはその正負両型圧波形は均等化され、該電圧■
、に対する前記直流電圧成分の影響は除去されている。

なお前記の如きインバータ出力電圧■、の正負両波形間
におけるパルス巾不等部の発生は、数Ｋ　Ｈｚ以上の高
周波にて動作するインバータにおいて顕著となる。

また前記インバータ主回路電流ｒｉは前記コンデンサ電
圧ｖｃの時間微分値に比例する値であり、従って前記電
圧ｖｃの図示波形より、その正負両波形の波高値は互に
異なる。また図示Φは前記トランス５の鉄心中の磁束量
を示し、該トランスによる分担電圧である前記電圧Ｖｔ
の時間積分値に比例する量として与えられる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら上記従来方式においては、例えば第１図に
示すインバータの定電流制御時の負荷急増等の原因によ
り、インバータ動作の休止が発生した場合に前記直流分
阻止用コンデンサ４の電荷は該コンデンサを含む回路固
有の時定数により放電されるが、前記インバータ動作の
停止からその再開迄の休止期間が前記固有の時定数に比
して十分短い場合、インバータ動作再開時に前記コンデ
ンサ４はその残留電荷に対応した電圧を初期値として有
することになる。

このためインバータ動作再開の当初において、前記コン
デンサ電圧ｖｃは前記の如きその初期値を起点に前記イ
ンバータ出力電流Ｉ！を充電電流とする電荷の増減に応
じて過渡的に変動し、前記インバータ出力電圧■五に対
する正確な追従をなし得ない。従って該電圧ｖｃと共に
前記電圧Ｖ。

を分担すべき前記トランス電圧ｖｔもまた前記電圧ｖ１
に追従できず、その正負両半波波形は互に不均等となっ
て直流成分を含有することになる。

該直流電圧成分は前記トランス５を偏磁してその入力電
圧ｖｔ従って前記電圧■１に対する飽和特性を変化させ
、前記電圧Ｖ！の大きさと極性如何によっては前記トラ
ンス５は飽和して低インピーダンスとなり、インバータ
主回路に過電流を招き、その結果該主回路におけるスイ
ッチング素子の破壊を来たす危険性があった。第５図は
上記状態を第４図との対比で示すものであり、調節器１
１からの電流偏差信号Ｓｌの正常化によるインバータ動
作再開後の過渡期において特に前記の電圧■ゎとｖ２そ
れぞれの正負両波形量不均等が顕著に示されている。

上記に鑑み本発明はインバータ動作再開時におけるその
出カドランスの偏磁を防止し、インバータ主回路スイッ
チング素子等を過電流から保護する前記出カドランスの
偏磁防止回路の提供を目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明のトランスの偏磁防
止回路はインバータ出カドランスの１次巻線に直列に接
続された直流分阻止用コンデンサに並列に適当な値に選
択された前記コンデンサの電荷放電用抵抗を設けるもの
である。

すなわち直流を交流に変換するパルス巾制御形インバー
タと、該インバータの出力電圧を変圧しその２次電圧を
負荷に給電するトランスと、該トランスの１次巻線に直
列に接続され該１次巻線と共に前記インバータの出力電
圧を分担し該インバータ出力電圧中に直流分が含まれる
場合はこれを阻止する直流分阻止用コンデンサとを備え
て成る電源装置において、前記コンデンサに並列に接続
されその蓄積電荷を適当な時定数にて放電させると共に
該コンデンサによる前記直流分阻止機能の低下を最小限
に留める値をもつ抵抗を設けるものである。

〔作用〕

前記の如（インバータ回路比カドランスの１次側巻線に
直列に接続されたコンデンサによる前記巻線に対する直
流電圧成分の阻止作用が正常に行なわれるためには、前
記インバータの動作開始時に前記コンデンサが残留電荷
従って該電荷に対応する初期電圧をもたぬことが条件と
なる。

上記条件より、インバータ動作の停止から再開までの休
止期間が前記インバータ回路固有の定数により決定され
る前記コンデンサの放電時定数に比較して十分短い場合
には、前記インバータ動作の再開に備えて前記コンデン
サの残留電荷放電を事前に行ないその充電電圧を所定の
値以下となしておく必要がある。

本発明は前記コンデンサの残留電荷放電用に該コンデン
サに並列に接続される抵抗を設けるものであり、更にそ
の抵抗値を、該抵抗追加に伴なう前記コンデンサの総合
放電時定数が予想される前記インバータ動作休止期間よ
りも短かくなると共に更に前記コンデンサによる前記出
カドランスの１次巻線への直流分印加阻止機能に対する
阻害を最小限に留めるように決定するものである。

〔実施例〕

以下この発明の実施例を図面により説明する。

第１図はこの発明の実施例を示す出カドランスを有する
パルス巾制御形インバータ回路の回路図であり、第２図
は第１回答部の動作波形図である。

なお第、１図においては第３図に示す従来技術の実施例
の場合と同一機能の構成要素に対しては同一の表示符号
を附している。

第１図は第３図に示す回路図において、直流分阻止用コ
ンデンサ４に並列に接続された抵抗１６を設けたもので
ある。この場合前記コンデンサ４の放電時定数に関連す
る放電回路の抵抗骨は主として前記抵抗１６により決定
され、直流電源を含むインバータ主回路と出カドランス
５の１次巻線とから成る従来回路の総合抵抗骨の影響は
相対的に小となり、従って前記放電時定数は従来回路の
場合に比し小となり、前記コンデンサ４の残留電荷放電
時間も短縮される。

第２図は前記インバータ動作休止状態発生時の第１図回
路各部の動作波形を示すものであり、従来技術による場
合の動作波形図の第５図に対応する。第２図においては
、電流偏差信号Ｓ、が急増し前記インバータがその動作
を停止した時点から前記コンデンサ４はその電荷を放電
し、前記信号Ｓｌが正常化して前記インバータ動作が再
開される時点にて前記コンデンサ電荷の放電が略完了し
その充電電圧■。も略零となり、以後該電圧ｖｃの平均
値も略零となる状態と共に該電圧ｖｃの変動に対応して
前記トランス電圧ｖｔもまたその平均値を零となすよう
に変動し該トランスの鉄心中位束量Φの飽和状態ｍ続期
間が急速に正常化されてその偏磁が防止される状態が示
されている。

〔発明の効果〕

本発明によれば、パルス巾制御形インバータ回路出カド
ランスの１次巻線に接続される直流分阻止用コンデンサ
に並列接続される適当な値に選択された抵抗を設けるこ
とにより前記インバータの動作再開後の過渡期における
前記トランスの偏磁を防止し、前記インバータ主回路の
スイッチング素子等の過電流保護を簡単且つ安価に可能
とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す出カドランスを有する
パルス中制御形インバータ回路の回路図、第２図は第１
図の回路各部の動作波形図、第３図は従来技術の実施例
を示す回路図、第４図及び第５図は第３図の回路各部の
動作波形図である。 １・・・直流電源、２・・・平滑コンデンサ、３・・・
インバータ主回路、４・・・直流分阻止用コンデンサ、
５・・・出カドランス、６・・・整流回路、７・・・直
流リアクトル、８・・・負荷、９・・・直流変流器、１
０・・・インバータ制御回路、１１・・・調節器、１２
・・・設定器、１３・・・発振器、１４・・・比較器、
１５・・・ドライブ回路、１６・・・抵抗、Ｄ１〜Ｄ４
・・・転流ダイオード、Ｄ。 〜ＤＩ・・・（整流）ダイオード、ＴＲ，−ＴＲ４・・
・スイッチングトランジスタ。 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）直流を交流に変換するパルス巾制御形インバータと
   、該インバータの出力電圧を変圧しその２次電圧を負荷
   に給電するトランスと、該トランスの１次巻線に直列に
   接続され該１次巻線と共に前記インバータの出力電圧を
   分担し該インバータ出力電圧中に直流分が含まれる場合
   はこれを阻止する直流分阻止用コンデンサとを備えて成
   る電源装置において、前記コンデンサに並列に接続され
   その蓄積電荷を適当な時定数にて放電させると共に該コ
   ンデンサによる前記直流分阻止機能の低下を最小限に留
   める値をもつ抵抗を設けたことを特徴とするトランスの
   偏磁防止回路。