JPS6194565A - 直流電圧コンバータ装置 - Google Patents
直流電圧コンバータ装置Info
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- JPS6194565A JPS6194565A JP60222623A JP22262385A JPS6194565A JP S6194565 A JPS6194565 A JP S6194565A JP 60222623 A JP60222623 A JP 60222623A JP 22262385 A JP22262385 A JP 22262385A JP S6194565 A JPS6194565 A JP S6194565A
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/305—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/315—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M3/3155—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流電圧コンバータ装置に関する。
変圧器を介してコンデンサを交互に充電、放電させるこ
とにより、入力の変動ＤＣ電圧を連携のサイリスタ・ス
イッチで、隔離かつ調整されたＤＣ出力電圧に変えるこ
とはすでに公知である。交番サイリスタが導通するごと
にコンデンサは充電または放電される。一方のサイリス
タに供給される電圧の上昇率を、他方のサイリスタが導
通すると低下させ変圧器の漏れリアクタンスと相俟って
フィルタを構成することにより、一方のサリスタの導通
発生する電圧ステップファンクションを他方のサイリス
タにおけるはるかに緩慢な電圧上昇時間に変える電圧ス
ローピング回路が使用されている。
とにより、入力の変動ＤＣ電圧を連携のサイリスタ・ス
イッチで、隔離かつ調整されたＤＣ出力電圧に変えるこ
とはすでに公知である。交番サイリスタが導通するごと
にコンデンサは充電または放電される。一方のサイリス
タに供給される電圧の上昇率を、他方のサイリスタが導
通すると低下させ変圧器の漏れリアクタンスと相俟って
フィルタを構成することにより、一方のサリスタの導通
発生する電圧ステップファンクションを他方のサイリス
タにおけるはるかに緩慢な電圧上昇時間に変える電圧ス
ローピング回路が使用されている。
本発明の主要目的は、変圧器の２次巻線に電流が連続し
て流れる改良型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することに
ある。この目的を達成するため、本発明は、入力電圧源
と協働して負荷に出力電圧を供給する電圧コンバータ装
置において、電流貯蔵手段と、２つの分割一次巻線及び
２つの分割２次巻線より成り、第１の１次巻線が第１の
２次巻線に、また第２の１次巻線が第２の２次巻線に結
合された、変圧器手段と、入力電圧源に結合され、第１
の１次巻線を流れる第１電流で電流貯蔵を充電させる第
１スイッチ手段と、電流貯蔵手段に結合され、変圧器手
段の第２の１次巻線を流れる第２電流で電流貯蔵手段を
放電させる第２スイッチ手段と、第１の２次巻線に結合
され、第１スイッチ手段が導通すると前記出力電圧を負
荷に供給する第１整流手段と、第２の２次巻線に結合さ
れ、第２スイッチ手晟が導通すると前記出力電圧を負荷
に供給する第２整流手段とから成ることを特徴とする電
圧コンバータ装置を提供する。
て流れる改良型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することに
ある。この目的を達成するため、本発明は、入力電圧源
と協働して負荷に出力電圧を供給する電圧コンバータ装
置において、電流貯蔵手段と、２つの分割一次巻線及び
２つの分割２次巻線より成り、第１の１次巻線が第１の
２次巻線に、また第２の１次巻線が第２の２次巻線に結
合された、変圧器手段と、入力電圧源に結合され、第１
の１次巻線を流れる第１電流で電流貯蔵を充電させる第
１スイッチ手段と、電流貯蔵手段に結合され、変圧器手
段の第２の１次巻線を流れる第２電流で電流貯蔵手段を
放電させる第２スイッチ手段と、第１の２次巻線に結合
され、第１スイッチ手段が導通すると前記出力電圧を負
荷に供給する第１整流手段と、第２の２次巻線に結合さ
れ、第２スイッチ手晟が導通すると前記出力電圧を負荷
に供給する第２整流手段とから成ることを特徴とする電
圧コンバータ装置を提供する。
以下、添付図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図には電源１Ｂと協働する電力線１４からカプリン
グ１２を介して給電される公知の走行車両１０を示した
。走行車両１０は公知の推進モータ装置１８及び補助負
荷装置２０を含む。
グ１２を介して給電される公知の走行車両１０を示した
。走行車両１０は公知の推進モータ装置１８及び補助負
荷装置２０を含む。
第２図には例えば典型的な走行システム電源のような変
動入力口Ｃ電源１８から第１図に示す補助負荷装置２０
のような負荷２ｏに隔離、調整出力ＤＣ電圧を供給する
公知のＤｌｌｌ：／ＤＣ電圧コンバータを示した。電源
１６が例えば８ｏｏポルトのＤＣ電圧出力をコンバータ
２２に供給すると、コンバータ２２は降圧変圧器２Ｂの
１次巻線２８を介してコンデンサ２４を交互に充電、放
電させ、全波整流器３０で変圧器２８の出力を整流する
ことによって、入力ＤＣ電圧を負荷２０に必要な、例え
ば３７．５ボルトに調整された出力ＤＣ電圧に変圧する
。コンデンサ２４を交互に充電、放電させるため、直列
サイリスタ３２及び分路サイリスタ３４を設ける。導通
制御手段３５によって直列サイリスタ３２を導通させる
と、６００ポルトＤＣ電源ＩＢから変圧器２８の１次巻
線２６を、さらにインダクタンスコイル２８を電流が流
れてコンデンサ２４を充電する。２次巻線３８と接続す
るインダクタンスコイル３Ｂは１次巻線電流の停止後に
おいても、２次巻線３８に電流を通し、このフリーホイ
ール作用により変圧器出力電圧が短絡され、コンデンサ
２４の端子間電圧がオーバシュートし、サイリスタ３２
に遮断時バックバイアスをかける。導通制御装置３５の
動作は、出力電流が所要の出力電流限界よりも小さい時
を検知する出力負荷回路中の電流センサ４１からの第１
信号３９に応答して、また出力負荷電圧が基準電圧４７
よりも大きくてサイリスタ３２．３４が起動しない時ま
たは出力負荷電圧が基準電圧４７よりも小さくてサイリ
スタ３２．３４が起動する時を検知する負荷２０の端子
間に挿入された電圧センサ４５からの第２信号４３に応
答して、さらに、インダクタンスコイル３６を流れる電
流が止まった時を検知する出力インダクタンスコイル３
８に結合した小さいセンサ巻線と連携する電流センサ５
１からの第３信号４８に応答して、論理制御装置３７に
よって制御される。インダクタンスコイル３６を流れる
電流が停止してから一定時間、例えば、１００ ミリセ
コンドが経過すると、導通制御装置３５の制御下に電流
が第２サイリスタ３４を流れる。この時間遅延は直列サ
イリスタ３２が動作制止状態に復帰するのに必要な遮断
時間である０分路サイリスタ３４が導通すると、それま
で充電状態にあったコンデンサ２４が変圧器２日の１次
巻線２Ｂ及びインダクタンスコイル２８を介して放電し
、その結果、１次巻線２６にＡＣ信号が印加される。イ
ンダクタンスコイル３Ｂのフリーホイール作用が分路サ
イリスタ３４の遮断時間を提供する。
動入力口Ｃ電源１８から第１図に示す補助負荷装置２０
のような負荷２ｏに隔離、調整出力ＤＣ電圧を供給する
公知のＤｌｌｌ：／ＤＣ電圧コンバータを示した。電源
１６が例えば８ｏｏポルトのＤＣ電圧出力をコンバータ
２２に供給すると、コンバータ２２は降圧変圧器２Ｂの
１次巻線２８を介してコンデンサ２４を交互に充電、放
電させ、全波整流器３０で変圧器２８の出力を整流する
ことによって、入力ＤＣ電圧を負荷２０に必要な、例え
ば３７．５ボルトに調整された出力ＤＣ電圧に変圧する
。コンデンサ２４を交互に充電、放電させるため、直列
サイリスタ３２及び分路サイリスタ３４を設ける。導通
制御手段３５によって直列サイリスタ３２を導通させる
と、６００ポルトＤＣ電源ＩＢから変圧器２８の１次巻
線２６を、さらにインダクタンスコイル２８を電流が流
れてコンデンサ２４を充電する。２次巻線３８と接続す
るインダクタンスコイル３Ｂは１次巻線電流の停止後に
おいても、２次巻線３８に電流を通し、このフリーホイ
ール作用により変圧器出力電圧が短絡され、コンデンサ
２４の端子間電圧がオーバシュートし、サイリスタ３２
に遮断時バックバイアスをかける。導通制御装置３５の
動作は、出力電流が所要の出力電流限界よりも小さい時
を検知する出力負荷回路中の電流センサ４１からの第１
信号３９に応答して、また出力負荷電圧が基準電圧４７
よりも大きくてサイリスタ３２．３４が起動しない時ま
たは出力負荷電圧が基準電圧４７よりも小さくてサイリ
スタ３２．３４が起動する時を検知する負荷２０の端子
間に挿入された電圧センサ４５からの第２信号４３に応
答して、さらに、インダクタンスコイル３６を流れる電
流が止まった時を検知する出力インダクタンスコイル３
８に結合した小さいセンサ巻線と連携する電流センサ５
１からの第３信号４８に応答して、論理制御装置３７に
よって制御される。インダクタンスコイル３６を流れる
電流が停止してから一定時間、例えば、１００ ミリセ
コンドが経過すると、導通制御装置３５の制御下に電流
が第２サイリスタ３４を流れる。この時間遅延は直列サ
イリスタ３２が動作制止状態に復帰するのに必要な遮断
時間である０分路サイリスタ３４が導通すると、それま
で充電状態にあったコンデンサ２４が変圧器２日の１次
巻線２Ｂ及びインダクタンスコイル２８を介して放電し
、その結果、１次巻線２６にＡＣ信号が印加される。イ
ンダクタンスコイル３Ｂのフリーホイール作用が分路サ
イリスタ３４の遮断時間を提供する。
コンデンサ２４は整流コンデンサであり、一方のサイリ
スタが導通すると、電流が変圧器２８の１次巻線２６を
流れてコンデンサ２４を第１方向に充電するように作用
し、コンデンサ２４が充電状態になると、コンバータ・
システムが不足減衰状態にあるため電流がなお暫らくは
流れ続けるように作用する。その結果、コンデンサ２４
に発生する電圧オーバシュートが導通サイリスタ３２を
逆バイアスして電流を停止させ、サイリスタ３２に遮断
時逆バイアス電圧を提供する。この遮断時の逆バイアス
電圧は他方のサイリスタ３４が導通するまで、または変
圧器２次回路中のインダクタンスコイル３６の電流が停
止するまで持続する。変圧器２８は降圧隔離変圧器であ
り、出力の低電圧を１次高電圧から隔離し、所要のサイ
リスタ遮断時間を得るのに必要な巻数比を提供する。出
力インダクタンスコイル３８の目的の１つは変圧器２８
からの電流出力の波形を制御することにある。変圧器の
サイズ増大とインダクタンスコイル３Ｂのインダクタン
ス値増大の間でトレードオツによりパンラスをとること
によって比較的大きい出力電流のリップルをフィルタし
て負荷２０に供給される出力ＤＣ電圧のリップルを少な
くする。
スタが導通すると、電流が変圧器２８の１次巻線２６を
流れてコンデンサ２４を第１方向に充電するように作用
し、コンデンサ２４が充電状態になると、コンバータ・
システムが不足減衰状態にあるため電流がなお暫らくは
流れ続けるように作用する。その結果、コンデンサ２４
に発生する電圧オーバシュートが導通サイリスタ３２を
逆バイアスして電流を停止させ、サイリスタ３２に遮断
時逆バイアス電圧を提供する。この遮断時の逆バイアス
電圧は他方のサイリスタ３４が導通するまで、または変
圧器２次回路中のインダクタンスコイル３６の電流が停
止するまで持続する。変圧器２８は降圧隔離変圧器であ
り、出力の低電圧を１次高電圧から隔離し、所要のサイ
リスタ遮断時間を得るのに必要な巻数比を提供する。出
力インダクタンスコイル３８の目的の１つは変圧器２８
からの電流出力の波形を制御することにある。変圧器の
サイズ増大とインダクタンスコイル３Ｂのインダクタン
ス値増大の間でトレードオツによりパンラスをとること
によって比較的大きい出力電流のリップルをフィルタし
て負荷２０に供給される出力ＤＣ電圧のリップルを少な
くする。
サイリスタ３２は導通するとサイリスタ３４に段階関数
電圧を供給する。サイリスタ３２．３４と直列のインダ
クタンスコイル２８．３１はサイリスタ３４と接続する
抵抗３３及びコンデンサ３５と協働して約９０マイクロ
・ヘンリーのインピーダンスを提供し、サイリスタ３４
の端子間電圧上昇率に勾配をつけることにより、サイリ
スタ３４の端子間に約３００ボルト／マイクロセコンド
という充分に低いｄマ／ｄｔ特性を提供する。また、電
、流はインダクタンスコイル２８及び変圧器２８の１次
巻線２Ｂを流れてコンデンサ２４を充電し、その結果、
第２巻線３８及びブリッジ整流器３０にエネルギーが伝
達され、負荷２０が給電される。コンデンサ２４が完全
に充電されると、変圧器２８及び出力インダクタンスコ
イル３６の漏れリアクタンスがコンデンサ２４の電圧を
オーバシュートさせる。２次回路はフリーホイール・モ
ードで作用し、リング時間が過ぎると逆バイアスが作用
してサイリスタ３２を遮断する。
電圧を供給する。サイリスタ３２．３４と直列のインダ
クタンスコイル２８．３１はサイリスタ３４と接続する
抵抗３３及びコンデンサ３５と協働して約９０マイクロ
・ヘンリーのインピーダンスを提供し、サイリスタ３４
の端子間電圧上昇率に勾配をつけることにより、サイリ
スタ３４の端子間に約３００ボルト／マイクロセコンド
という充分に低いｄマ／ｄｔ特性を提供する。また、電
、流はインダクタンスコイル２８及び変圧器２８の１次
巻線２Ｂを流れてコンデンサ２４を充電し、その結果、
第２巻線３８及びブリッジ整流器３０にエネルギーが伝
達され、負荷２０が給電される。コンデンサ２４が完全
に充電されると、変圧器２８及び出力インダクタンスコ
イル３６の漏れリアクタンスがコンデンサ２４の電圧を
オーバシュートさせる。２次回路はフリーホイール・モ
ードで作用し、リング時間が過ぎると逆バイアスが作用
してサイリスタ３２を遮断する。
第３図には本発明のＤＣ／Ｄｔｌｌ：電圧コンバータを
示した。隔離用降圧変圧器４０は共通鉄心に巻着された
２つの２次巻線４Ｂ、４８にそれぞれ結合された２つの
１次巻線４２．４４を含む、負荷２０の端子間電圧が所
要の基準電圧４７、例えば３７．５ボルトＤＣ以下にな
ると、電圧センサ５２からの信号５５で論理制御装Ｎ３
７が作動する。
示した。隔離用降圧変圧器４０は共通鉄心に巻着された
２つの２次巻線４Ｂ、４８にそれぞれ結合された２つの
１次巻線４２．４４を含む、負荷２０の端子間電圧が所
要の基準電圧４７、例えば３７．５ボルトＤＣ以下にな
ると、電圧センサ５２からの信号５５で論理制御装Ｎ３
７が作動する。
論理制御装置３７はまた、電圧センサ６０が充電コンデ
ンサ８２の端子間電圧に変化がないことを確認して出力
する信号５７に応答してサイリスタ５４．５ｆ３を流れ
る電流が停止したことを感知する。さらにまた、論理制
御装置３７は出力負荷電流が所要の電流限界値、例えば
、２００アンペアよりも小さくなると、電流センサ５８
が検知して出力する信号５９にも応答する。論理制御装
置３７は、充電コンデンサ８２の端子間電圧がサイリス
タ５４導通時に基準電圧、例えば３５ポルトよりも低い
か、サイリスタ５６導通時に第２基準電圧、例えば４２
０ポルトよりも高い電圧であることを電圧センサ８０が
検知して出力する信号６１で作動する。
ンサ８２の端子間電圧に変化がないことを確認して出力
する信号５７に応答してサイリスタ５４．５ｆ３を流れ
る電流が停止したことを感知する。さらにまた、論理制
御装置３７は出力負荷電流が所要の電流限界値、例えば
、２００アンペアよりも小さくなると、電流センサ５８
が検知して出力する信号５９にも応答する。論理制御装
置３７は、充電コンデンサ８２の端子間電圧がサイリス
タ５４導通時に基準電圧、例えば３５ポルトよりも低い
か、サイリスタ５６導通時に第２基準電圧、例えば４２
０ポルトよりも高い電圧であることを電圧センサ８０が
検知して出力する信号６１で作動する。
１次巻線４２．４４は１次から２次へのインダクタンス
が極めて低くなるように鉄心の各脚に巻着する。サイリ
スタ５４が導通すると、電流が１次巻線４２を流れてコ
ンデンサ６２を充電する。変圧器４０の密結合された１
次側から２次側への漏れインダクタンスは極めて低いか
ら、リング時間は第２図に示す公知の充電回路よりも短
い、また、１次巻線は共通鉄心の別々の脚にそれぞれ巻
着されているから、１次巻線４２から１次巻線４４への
漏れインピーダンスは例えば、１．２ミリ・ヘンリーと
極めて大きい、１次側から２次側への漏れ°インダクタ
ンスは約７０マイクロ・ヘンリーであるからリング時間
は極めて短い、第２図に示した公知のインダクタンスコ
イル２８．３１では直列インダクタンスが約８０マイク
ロφヘンリーであるのに対して、第３図の構成ではｄｖ
／ｄ を電圧変化のため、１次巻線４２から１次巻線４
４への漏れリアクタンスを約１．２ ミリ・ヘンリーと
する。
が極めて低くなるように鉄心の各脚に巻着する。サイリ
スタ５４が導通すると、電流が１次巻線４２を流れてコ
ンデンサ６２を充電する。変圧器４０の密結合された１
次側から２次側への漏れインダクタンスは極めて低いか
ら、リング時間は第２図に示す公知の充電回路よりも短
い、また、１次巻線は共通鉄心の別々の脚にそれぞれ巻
着されているから、１次巻線４２から１次巻線４４への
漏れインピーダンスは例えば、１．２ミリ・ヘンリーと
極めて大きい、１次側から２次側への漏れ°インダクタ
ンスは約７０マイクロ・ヘンリーであるからリング時間
は極めて短い、第２図に示した公知のインダクタンスコ
イル２８．３１では直列インダクタンスが約８０マイク
ロφヘンリーであるのに対して、第３図の構成ではｄｖ
／ｄ を電圧変化のため、１次巻線４２から１次巻線４
４への漏れリアクタンスを約１．２ ミリ・ヘンリーと
する。
１次巻線４２．４４は鉄心の別々の脚にそれぞれ巻着し
、−鉄心半休が一緒になって環状鉄心を形成し、鉄心の
両１次巻線４２．４４間に過渡モードにおける鉄心飽和
を小さくするための約３または４ミルの小さいエアギャ
ブが画定される。２次巻線４６を１次巻線４２の上に、
２次巻線４８を１次巻線４４の上にそれぞれ巻着する。
、−鉄心半休が一緒になって環状鉄心を形成し、鉄心の
両１次巻線４２．４４間に過渡モードにおける鉄心飽和
を小さくするための約３または４ミルの小さいエアギャ
ブが画定される。２次巻線４６を１次巻線４２の上に、
２次巻線４８を１次巻線４４の上にそれぞれ巻着する。
１次巻線４２．４４の極性は第３図に示すように互いに
反対であり、巻線４２．４４はＤＣオフセット電圧成分
を阻止するため、それぞれ同巻数を有する。
反対であり、巻線４２．４４はＤＣオフセット電圧成分
を阻止するため、それぞれ同巻数を有する。
変圧器４０は電圧上昇率との関係で遮断サイリスタを保
護するために必要な１次側／１次側インピーダンスを提
供し、その結果、第３図におけるｄマ／ｄｔ電圧上昇は
第２図に示した公知装置における電圧上昇率の約１１５
となるサイリスタ５４が導通すると、コンデンサ８２の
端子間電圧が入力電圧と等しくなるまで電流が１次巻線
４２を流れる。変圧器４０の漏れリアクタンスの蓄積エ
ネルギーがコンデンサ８２の電圧をオーバシュートさせ
、入力電圧よりも高くし、このオーバシュートがサイリ
スタ５４を逆バイアスし、サイリスタ５４を流れる電流
を停止させ、この電流停止が電圧センサＢＯによって検
知されると、論理制御装置３７が１００マイクロセコン
ド待ってから他方のサイリスタ５Ｂを導通させる。電圧
センサ６０がコンデンサＢ２の端子間の電圧変化を感知
し、この電圧がそれ以上変化しなくなればコンデンサ６
２を流れる電流がゼロであると考えられる。
護するために必要な１次側／１次側インピーダンスを提
供し、その結果、第３図におけるｄマ／ｄｔ電圧上昇は
第２図に示した公知装置における電圧上昇率の約１１５
となるサイリスタ５４が導通すると、コンデンサ８２の
端子間電圧が入力電圧と等しくなるまで電流が１次巻線
４２を流れる。変圧器４０の漏れリアクタンスの蓄積エ
ネルギーがコンデンサ８２の電圧をオーバシュートさせ
、入力電圧よりも高くし、このオーバシュートがサイリ
スタ５４を逆バイアスし、サイリスタ５４を流れる電流
を停止させ、この電流停止が電圧センサＢＯによって検
知されると、論理制御装置３７が１００マイクロセコン
ド待ってから他方のサイリスタ５Ｂを導通させる。電圧
センサ６０がコンデンサＢ２の端子間の電圧変化を感知
し、この電圧がそれ以上変化しなくなればコンデンサ６
２を流れる電流がゼロであると考えられる。
第４図には充電中のコンデンサ２４の電圧曲線８２によ
って示される第２図の公知電圧コンバータの動作と比較
しながら、充電中のコンデンサ８２の電圧曲線８０で示
される第３図の改良型電圧コンバータの動作を示すグラ
フである０曲線８０の場合、コンデンサ８２を流れる電
流は時点ＴＩにおいて０となり、曲線８２ではコンデン
サ２４を流れる電流が時点Ｔ２において０となる。第３
図に示す改良電圧コンバータでは、リング時間が約７５
マイクロセコンド短縮される。このようにリング時間が
短いから、サイリスタ５４．５６の点弧を迅速化して供
給出力電流を増大させることができる。即ち、第４図に
示す電圧曲線の初期部分の形状が急勾配になり、同じ定
格のサイリスタを使用した場合、第２図の公知コンバー
タが約５５０ボルトの入力電圧で全出力電流定格を提供
できるのに対して、約４５０ボルトという低い入力電圧
で全出力定格を提供することができる。
って示される第２図の公知電圧コンバータの動作と比較
しながら、充電中のコンデンサ８２の電圧曲線８０で示
される第３図の改良型電圧コンバータの動作を示すグラ
フである０曲線８０の場合、コンデンサ８２を流れる電
流は時点ＴＩにおいて０となり、曲線８２ではコンデン
サ２４を流れる電流が時点Ｔ２において０となる。第３
図に示す改良電圧コンバータでは、リング時間が約７５
マイクロセコンド短縮される。このようにリング時間が
短いから、サイリスタ５４．５６の点弧を迅速化して供
給出力電流を増大させることができる。即ち、第４図に
示す電圧曲線の初期部分の形状が急勾配になり、同じ定
格のサイリスタを使用した場合、第２図の公知コンバー
タが約５５０ボルトの入力電圧で全出力電流定格を提供
できるのに対して、約４５０ボルトという低い入力電圧
で全出力定格を提供することができる。
サイリスタ５４が導通すると、１次巻線４２の黒点で示
した頂部における電圧が正となるのに対し、反転関係に
ある下方１次巻線４４の頂部電圧は負となる。サイリス
タ５６の端子間の電圧変化またはｄマ／ｄｔは大地電位
に対するコンデンサ６２の端子間の増大電圧と、大地電
位に対する第２の１次巻線４４の端子間負電圧との和で
ある。その結果、公知コンバータ回路の動作においてサ
イリスタ３４の端子間に３００乃至３５０ポルト／マイ
クロセコンドのｄマ／ｄｔが現われるのに対して、第３
図のサイリスタ５４端子間では約８０乃至９０ポルト／
マイクロセコンドのｄマ／ｄｔが現われる。コンデンサ
６２と直列の変圧器４０の１次側から２次側への漏れリ
アクタンスが第３図では小さくなるから、コンデンサ６
２を流れる電流が止まるまでの電圧変化時間の循環が第
４図に示すように約６５乃至７５マイクロセコンドだけ
短縮される。このリング時間中、変圧器４０の２次側に
おけるフリーホイール電流が入力電流より大きくなるか
ら、負荷２０に出力電流が供給されず、コンデンサ８２
にエネルギーが蓄積される。このリング時間を短縮する
ことにより、コンバータの動作頻度が高くなり、コンデ
ンサ８への電流が増大してコンデンサ６２の充電を速め
る変圧器４０の２次回路中のダイオード６４．６６は変
圧器４０の出力を整流して負荷２０にＤＣ電圧を供給す
る。ダイオード６８はフリーホイールダイオードとして
作用し、抵抗７０及びコンデンサ７２と共に過渡電流を
フィルタするＲＣ回路を形成する。出力インダクタンス
コイル７４は変圧器４０の巻数比で決定される通りに充
電コンデンサ８２端子間波形を制御することにより、フ
リーホイール作用下に変圧器４０が短絡状態となるまで
コンデンサ６２を流れる電流の波形を制御する。１次側
の電流が低下し、２次側の電流がフリーホイールするか
ら、１次電流が２次電流以下となって変圧器を短絡状態
にする。
した頂部における電圧が正となるのに対し、反転関係に
ある下方１次巻線４４の頂部電圧は負となる。サイリス
タ５６の端子間の電圧変化またはｄマ／ｄｔは大地電位
に対するコンデンサ６２の端子間の増大電圧と、大地電
位に対する第２の１次巻線４４の端子間負電圧との和で
ある。その結果、公知コンバータ回路の動作においてサ
イリスタ３４の端子間に３００乃至３５０ポルト／マイ
クロセコンドのｄマ／ｄｔが現われるのに対して、第３
図のサイリスタ５４端子間では約８０乃至９０ポルト／
マイクロセコンドのｄマ／ｄｔが現われる。コンデンサ
６２と直列の変圧器４０の１次側から２次側への漏れリ
アクタンスが第３図では小さくなるから、コンデンサ６
２を流れる電流が止まるまでの電圧変化時間の循環が第
４図に示すように約６５乃至７５マイクロセコンドだけ
短縮される。このリング時間中、変圧器４０の２次側に
おけるフリーホイール電流が入力電流より大きくなるか
ら、負荷２０に出力電流が供給されず、コンデンサ８２
にエネルギーが蓄積される。このリング時間を短縮する
ことにより、コンバータの動作頻度が高くなり、コンデ
ンサ８への電流が増大してコンデンサ６２の充電を速め
る変圧器４０の２次回路中のダイオード６４．６６は変
圧器４０の出力を整流して負荷２０にＤＣ電圧を供給す
る。ダイオード６８はフリーホイールダイオードとして
作用し、抵抗７０及びコンデンサ７２と共に過渡電流を
フィルタするＲＣ回路を形成する。出力インダクタンス
コイル７４は変圧器４０の巻数比で決定される通りに充
電コンデンサ８２端子間波形を制御することにより、フ
リーホイール作用下に変圧器４０が短絡状態となるまで
コンデンサ６２を流れる電流の波形を制御する。１次側
の電流が低下し、２次側の電流がフリーホイールするか
ら、１次電流が２次電流以下となって変圧器を短絡状態
にする。
以 下 余 白
論理制御装置３７は負荷２ｏへの調整出力電圧を電圧セ
ンサ５２を介して感知し、これを所要の基準値４７、例
えば３７．５ポル）ＤＣと比較することにより、変圧器
４０の１次巻線４２．４４を介して提供されるようにコ
ンデンサ８２のＡＣ充電及び放電電流を提供するため、
サイリスタ５４．５６を起動させるべきかどうかを判断
する。
ンサ５２を介して感知し、これを所要の基準値４７、例
えば３７．５ポル）ＤＣと比較することにより、変圧器
４０の１次巻線４２．４４を介して提供されるようにコ
ンデンサ８２のＡＣ充電及び放電電流を提供するため、
サイリスタ５４．５６を起動させるべきかどうかを判断
する。
論理制御装置３７はまた、コンデンサ６２端子間の電圧
変化が止んでサイリスタ５４．５８の１つを全く電流が
流れていない状態を感知し、他方のサイリスタの起動に
先立つ１００マイクロセコンドの遅延時間をスタートさ
せる。
変化が止んでサイリスタ５４．５８の１つを全く電流が
流れていない状態を感知し、他方のサイリスタの起動に
先立つ１００マイクロセコンドの遅延時間をスタートさ
せる。
両サイリスタ５４．５６を起動させたら、論理制御装置
５０は両サイリスタを再び起動させるべきかどうか、ま
たどの時点に起動させるべきかを判断する。１次側から
２次側へ、さらに負荷へ転送される電流はｌ／２ＣＶ
２である。
５０は両サイリスタを再び起動させるべきかどうか、ま
たどの時点に起動させるべきかを判断する。１次側から
２次側へ、さらに負荷へ転送される電流はｌ／２ＣＶ
２である。
この転送が入力電圧に応じて毎秒１２００回行なわれる
と、負荷に数キロワットの電力が供給される。両サイリ
スタのトグル動作頻度を変化させることにより、負荷へ
の出力電圧を任意に制御する。もし出力電圧が高過ぎれ
ば、サイリスタ５４．５８は起動せず、低くすぎれば起
動する。
と、負荷に数キロワットの電力が供給される。両サイリ
スタのトグル動作頻度を変化させることにより、負荷へ
の出力電圧を任意に制御する。もし出力電圧が高過ぎれ
ば、サイリスタ５４．５８は起動せず、低くすぎれば起
動する。
２つの１次巻線４２．４４のボルト秒を完全に平衡させ
ることは困難であり、平衡させなければ変圧器４０に関
してＤＣ電圧成分が小さくなる・から、変圧器鉄心に３
または４ミルのギャプを形成する。
ることは困難であり、平衡させなければ変圧器４０に関
してＤＣ電圧成分が小さくなる・から、変圧器鉄心に３
または４ミルのギャプを形成する。
第２図に示す公知電圧コンバータはインダクタンスコイ
ル３８を流れるフリーホイール電流が止まるとこれを電
流センサ５１が感知して、第２サイリスタ３４が導通し
てインダクタンスコイル３Ｂに電流を流すまでの所定遅
延時間のスタートを決定するから、負荷２０への２次側
に不連続電流を供給する。第３図に示す本発明の改良型
電圧コンバータは負荷２０への２次側に連続電流を供給
する。なぜなら、充電コンデンサ８２端子間に電圧変化
がなくなると電圧センサ８０がこれを感知してサイリス
タ５４、５Ｇとの関連で充電コンデンサ６２を作動させ
、インダクタンスコイル７４を流れる出力電流を増大さ
せるか低下させるかの必要に応じて導通制御装置３５が
サイリスタを起動することにより、負荷２０への所要の
出力電流を供給するからである。
ル３８を流れるフリーホイール電流が止まるとこれを電
流センサ５１が感知して、第２サイリスタ３４が導通し
てインダクタンスコイル３Ｂに電流を流すまでの所定遅
延時間のスタートを決定するから、負荷２０への２次側
に不連続電流を供給する。第３図に示す本発明の改良型
電圧コンバータは負荷２０への２次側に連続電流を供給
する。なぜなら、充電コンデンサ８２端子間に電圧変化
がなくなると電圧センサ８０がこれを感知してサイリス
タ５４、５Ｇとの関連で充電コンデンサ６２を作動させ
、インダクタンスコイル７４を流れる出力電流を増大さ
せるか低下させるかの必要に応じて導通制御装置３５が
サイリスタを起動することにより、負荷２０への所要の
出力電流を供給するからである。
第３図に示す本発明の実施例では下記の値の部品を採用
した。
した。
ＣＢ２ ２５マイクロフアラツド
Ｌ７４ ２１５アンペアで３８０マイクロヘンリー
フリーホイール２欲動作によって２次巻線３日が短絡状
態となった時、１次巻線２６の漏れインダクタンスは約
１８５マイクロヘンリーであった。フリーホイール２欲
動作のよって２次巻線４８が短絡状態となった時、１次
巻線４２の漏れインダクタンスは約８０マイクロヘンリ
ーであった。フリーホイール２欲動作によって２次巻線
４８が短絡状態となった時、１次巻線４２の漏れインダ
クタンスは約１．２ ミリヘンリーであった。変圧器動
作はほぼ対称であるため、１次巻線の漏れインダクタン
スは同じであった。
態となった時、１次巻線２６の漏れインダクタンスは約
１８５マイクロヘンリーであった。フリーホイール２欲
動作のよって２次巻線４８が短絡状態となった時、１次
巻線４２の漏れインダクタンスは約８０マイクロヘンリ
ーであった。フリーホイール２欲動作によって２次巻線
４８が短絡状態となった時、１次巻線４２の漏れインダ
クタンスは約１．２ ミリヘンリーであった。変圧器動
作はほぼ対称であるため、１次巻線の漏れインダクタン
スは同じであった。
第１図は適当な電源によって給電される公知の走行車両
；第２図は公知のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ装置； 第
３図は本発明のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ装置；第４図
は本発明の短いリング時間を示すグラフである。 ＦＩＧ、 １
；第２図は公知のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ装置； 第
３図は本発明のＤＣ／ＤＣ電圧コンバータ装置；第４図
は本発明の短いリング時間を示すグラフである。 ＦＩＧ、 １
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力電圧源と協働して負荷に出力電圧を供給する電
圧コンバータ装置において、電流貯蔵手段と、２つの分
割一次巻線及び２つの分割２次巻線より成り、第１の１
次巻線が第１の２次巻線に、また第２の１次巻線が第２
の２次巻線に結合された、変圧器手段と、 入力電圧源に結合され、第１の１次巻線を 流れる第１電流で電流貯蔵を充電させる第１スイッチ手
段と、電流貯蔵手段に結合され、変圧器手段の第２の１
次巻線を流れる第２電流で電流貯蔵手段を放電させる第
２スイッチ手段と、第１の２次巻線に結合され、第１ス
イッチ手段が導通すると前記出力電圧を負荷に供給する
第１整流手段と、第２の２次巻線に結合され、第２スイ
ッチ手段が導通すると前記出力電圧を負荷に供給する第
２整流手段とから成ることを特徴とする電圧コンバータ
装置。 ２、前記電流貯蔵手段はコンデンサより成り、さらにコ
ンデンサの端子間電圧変化を感知し、第１及び第２スイ
ッチ手段に結合されて第１及び第２スイッチ手段のそれ
ぞれの導通時間を制御する手段を含むことを特徴とする
特許請求の範囲第１項に記載の電圧コンバータ装置。 ３、変圧器手段が鉄心を含み、第１の１次巻線を鉄心の
一方の脚に、第２の１次巻線を他方の脚にそれぞれ巻着
し、過渡モードにおける鉄心飽和を決定する小さいエア
ギャプを鉄心中に形成したことを特徴とする特許請求の
範囲第１項に記載の電圧コンバータ装置。 ４、第１の１次巻線が第１及び第２スイッチ手段の一方
における端子間電圧変化を、他方のスイッチ手段が導通
すると低下させるように第２の１次巻線と反対の極性を
有することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
電圧コンバータ装置。 ５、第１の１次巻線が変圧器手段のＤＣオフセット電圧
成分を低下させるように第２の１次巻線とは反対の極性
及び同巻数を有することを特徴とする特許請求の範囲第
１項に記載の電圧コンバータ装置。 ６、負荷に所要の出力電圧を供給するための特許請求の
範囲第１項に記載の電圧コンバータ装置において、 負荷への実際の出力電圧を感知する手段と 、コンデンサの端子間電圧変化を感知すると共に、第１
及び第２スイッチに結合され、前記実際の出力電圧と所
要出力電圧との比較結果に応じて第１及び第２スイッチ
手段の導通頻度を決定する手段とを含むことを特徴とす
る電圧コンバータ装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US657558 | 1984-10-04 | ||
| US06/657,558 US4581692A (en) | 1984-10-04 | 1984-10-04 | Direct current voltage converter apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6194565A true JPS6194565A (ja) | 1986-05-13 |
Family
ID=24637694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60222623A Pending JPS6194565A (ja) | 1984-10-04 | 1985-10-04 | 直流電圧コンバータ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4581692A (ja) |
| JP (1) | JPS6194565A (ja) |
| CA (1) | CA1236520A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4769754A (en) * | 1987-07-27 | 1988-09-06 | Miller Electric Mfg., Co. | Stabilized welding power source including a series-resonant current-regulated converter using a transformer having an air-gapped core |
| SE500507C2 (sv) * | 1991-10-03 | 1994-07-04 | Alfa Laval Agri Int | Sätt att mäta utspänningen på ett elstängsel och elsträngselapparat för genomförande av sättet |
| DE19800105A1 (de) * | 1998-01-05 | 1999-07-15 | Reinhard Kalfhaus | Strom-Spannungswandler und zugehöriger Regelkreis |
| US6339309B1 (en) | 1999-12-03 | 2002-01-15 | General Electric Company | Method and apparatus for switching an AC motor between two power supplies |
| US6552919B1 (en) | 2001-09-10 | 2003-04-22 | Douglas A. Bors | Converter utilizing pulse duration modulation and ripple control |
| US7297800B2 (en) * | 2001-12-27 | 2007-11-20 | Ajinomoto Co., Inc. | Process of producing glutamate derivatives |
| AU2003903787A0 (en) * | 2003-07-22 | 2003-08-07 | Sergio Adolfo Maiocchi | A system for operating a dc motor |
| FR2906654B1 (fr) * | 2006-09-29 | 2010-02-26 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | Systeme d'alimentation electrique a decoupage et variateur de vitesse comportant un tel systeme. |
| EP2576119B1 (en) | 2010-05-28 | 2015-08-05 | Esab AB | Short arc welding system |
| EP2576118B1 (en) * | 2010-05-28 | 2015-07-08 | Esab AB | Short arc welding system |
| US11196350B2 (en) | 2019-09-05 | 2021-12-07 | Analog Devices International Unlimited Company | DC-DC power converter control techniques |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4156222A (en) * | 1971-05-05 | 1979-05-22 | Commerzstahl Handelsgesellschaft Mbh | Transformer with divided primary |
| US3886434A (en) * | 1973-09-07 | 1975-05-27 | Warwick Electronics Inc | Flyback transformer |
| JPS5855749B2 (ja) * | 1976-12-25 | 1983-12-12 | 株式会社東芝 | ゲ−トタ−ンオフサイリスタの保護装置 |
| US4327348A (en) * | 1977-05-20 | 1982-04-27 | Tdk Electronics Co., Ltd. | Variable leakage transformer |
| US4173779A (en) * | 1978-12-08 | 1979-11-06 | Westinghouse Electric Corp. | Single-pole commutation circuit |
| JPS5640218A (en) * | 1979-09-10 | 1981-04-16 | Toshiba Corp | Ac-dc converting transformer |
| US4319318A (en) * | 1980-09-15 | 1982-03-09 | California Institute Of Technology | Voltage reapplication rate control for commutation of thyristors |
| US4506196A (en) * | 1980-11-13 | 1985-03-19 | Candela Corporation | Series inverter for capacitor charging |
| DE3218535A1 (de) * | 1982-05-17 | 1983-11-17 | Philips Patentverwaltung | Hochspannungserzeuger, insbesondere zur speisung einer roentgenroehre |
-
1984
- 1984-10-04 US US06/657,558 patent/US4581692A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-06-21 CA CA000484805A patent/CA1236520A/en not_active Expired
- 1985-10-04 JP JP60222623A patent/JPS6194565A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1236520A (en) | 1988-05-10 |
| US4581692A (en) | 1986-04-08 |
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