JPH01284012A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
半導体集積回路装置Info
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- JPH01284012A JPH01284012A JP63112810A JP11281088A JPH01284012A JP H01284012 A JPH01284012 A JP H01284012A JP 63112810 A JP63112810 A JP 63112810A JP 11281088 A JP11281088 A JP 11281088A JP H01284012 A JPH01284012 A JP H01284012A
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- JP
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- transistor
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- signal
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、半導体集積回路装置に係り、特に信号変化
検出器に関するものである。
検出器に関するものである。
従来の信号変化検出器として、例えばアドレス変化検出
器を例にとって説明する。
器を例にとって説明する。
アドレス変化検出器は、メモリ素子に入力されるアドレ
ス信号が変化したときに、パルス信号を発生するもので
ある。第8図は、U、S、Patent 4,355゜
377で示された従来の行アドレスバッファ及びアドレ
ス変化検出器の回路図である。アドレス信号入力バット
(1)、行アドレスバッファ(2)、アドレス変化検出
器(3)の順につながっている。行アドレスバッファ(
2)は、入力保護回路(4)、論理回路(5)から成り
、出力として、信号線(B)、CB)、(C)、(C)
があり、アドレス変化検出器(3)へ入力される。アド
レス変化検出器(3)は、入力初段に遅延回路(6)、
面があり、トランジスタ(7)、(7)、(8)で排他
的論理和を形成して、信号線C)へ出力されている。信
号線(F)には、他のアドレス変化検出器の出力もつな
がっている。
ス信号が変化したときに、パルス信号を発生するもので
ある。第8図は、U、S、Patent 4,355゜
377で示された従来の行アドレスバッファ及びアドレ
ス変化検出器の回路図である。アドレス信号入力バット
(1)、行アドレスバッファ(2)、アドレス変化検出
器(3)の順につながっている。行アドレスバッファ(
2)は、入力保護回路(4)、論理回路(5)から成り
、出力として、信号線(B)、CB)、(C)、(C)
があり、アドレス変化検出器(3)へ入力される。アド
レス変化検出器(3)は、入力初段に遅延回路(6)、
面があり、トランジスタ(7)、(7)、(8)で排他
的論理和を形成して、信号線C)へ出力されている。信
号線(F)には、他のアドレス変化検出器の出力もつな
がっている。
次に動作であるが、第9図に信号波形図を示す。
アドレス信号入力バット(1)のノード名を囚とする。
ノード(3)にアドレス信号が入力されると、信号線(
B)及び(C)には、囚と同じ位相の信号が伝わる。信
号89G)及び(C)には、逆位相の信号が伝わる。こ
れが、各々アドレス変化検出’a (3)に入力される
。(C)及び匂は、各々遅延回路(6)及び品につなが
り、■)没び■)では、(C)及び(C)の逆位相の信
号となる。アドレス信号がIL′のときは、トランジス
タ(7)のゲートに当たるの)は1H′、ドレインに当
たる[F])はゞL′、トランジスタ@のゲートに当た
る6)はIL′、ドレインに当たる[F])はIH′に
なっている。このためトランジスタ(7)によって、信
号線伍)はゞL ’ 、 (F)はl HIとなってい
る。アドレス信号が′″L′→″IH′の変化時には、
トランジスタ(7)によ、て■)が1H′になり、その
後遅延回路品の分遅れて、トランジスタσ)により但)
が% L Iになる。これにより、アドレス変化検出パ
ルスが出たことになる。一方、アドレス信号が1H′の
ときには、トランジスタ(7)のゲートに当たる[F]
)は%V、トレインに当たる[F])はゝH′、トラン
ジスタσ)のゲートに当たる◎は1H′、ドレインに当
たる■は1L′になっている。このためトランジスタ函
によって伍)は′t、’、F)は′H′となっている。
B)及び(C)には、囚と同じ位相の信号が伝わる。信
号89G)及び(C)には、逆位相の信号が伝わる。こ
れが、各々アドレス変化検出’a (3)に入力される
。(C)及び匂は、各々遅延回路(6)及び品につなが
り、■)没び■)では、(C)及び(C)の逆位相の信
号となる。アドレス信号がIL′のときは、トランジス
タ(7)のゲートに当たるの)は1H′、ドレインに当
たる[F])はゞL′、トランジスタ@のゲートに当た
る6)はIL′、ドレインに当たる[F])はIH′に
なっている。このためトランジスタ(7)によって、信
号線伍)はゞL ’ 、 (F)はl HIとなってい
る。アドレス信号が′″L′→″IH′の変化時には、
トランジスタ(7)によ、て■)が1H′になり、その
後遅延回路品の分遅れて、トランジスタσ)により但)
が% L Iになる。これにより、アドレス変化検出パ
ルスが出たことになる。一方、アドレス信号が1H′の
ときには、トランジスタ(7)のゲートに当たる[F]
)は%V、トレインに当たる[F])はゝH′、トラン
ジスタσ)のゲートに当たる◎は1H′、ドレインに当
たる■は1L′になっている。このためトランジスタ函
によって伍)は′t、’、F)は′H′となっている。
アドレス信号が1H′→1L′の変化時には、トランジ
スタ(7)によっての)がH′になり、その後遅延回路
(6)の分遅れて、トランジスタ(7)により■)がL
′になる。これにより、アドレス変化検出パルスが出た
ことになる。
スタ(7)によっての)がH′になり、その後遅延回路
(6)の分遅れて、トランジスタ(7)により■)がL
′になる。これにより、アドレス変化検出パルスが出た
ことになる。
従来のアドレス変化検出器の課題として、排他的論理和
を使用するため構成素子が多く、回路面積が太きかった
。この課題を解決したのが、特開昭62−77714
である。この簡単な具体例を第10図に示す。電源V
ccと出力端子(G)の間に抵抗(6)、出力端子(G
)とGNDの間にCMO5インバータαOが接続されて
いる。CMO5インバータαυの入力が、′L′−+
’ H’及び′H′→ゞL′に変化したときに、CMO
8インバータαOのPMO5と島(OSトランジスタが
同時にONする状態があり、貫通電流が流れ、出力端子
(G)に電圧変化を生じ、信号変化検出パルスが得られ
る。第11図には、入力端子囚、出力端子(G)及びC
MO5インバータαOの貫通電流(−の信号波形図を示
す。以上により、構成素子数を減らすことができ、従来
の課題を解・決できる。ところでアドレス変化検出パル
スを他の回路を動作させるのに利用するため、例えばパ
ルス幅が短いと他の回路が動作しなかったり、逆に長い
と余分な動作をするなどパルス幅の調節で大きく他の回
路動作が変わる。このためパルス幅の調節は、大変重要
なことである。しかし、この従来のアドレス変化検出器
ではパルス幅が入力信号波形とインバータを構成するト
ランジスタのしきい値電圧で決まるためパルス幅の設定
に自由度がなかった。
を使用するため構成素子が多く、回路面積が太きかった
。この課題を解決したのが、特開昭62−77714
である。この簡単な具体例を第10図に示す。電源V
ccと出力端子(G)の間に抵抗(6)、出力端子(G
)とGNDの間にCMO5インバータαOが接続されて
いる。CMO5インバータαυの入力が、′L′−+
’ H’及び′H′→ゞL′に変化したときに、CMO
8インバータαOのPMO5と島(OSトランジスタが
同時にONする状態があり、貫通電流が流れ、出力端子
(G)に電圧変化を生じ、信号変化検出パルスが得られ
る。第11図には、入力端子囚、出力端子(G)及びC
MO5インバータαOの貫通電流(−の信号波形図を示
す。以上により、構成素子数を減らすことができ、従来
の課題を解・決できる。ところでアドレス変化検出パル
スを他の回路を動作させるのに利用するため、例えばパ
ルス幅が短いと他の回路が動作しなかったり、逆に長い
と余分な動作をするなどパルス幅の調節で大きく他の回
路動作が変わる。このためパルス幅の調節は、大変重要
なことである。しかし、この従来のアドレス変化検出器
ではパルス幅が入力信号波形とインバータを構成するト
ランジスタのしきい値電圧で決まるためパルス幅の設定
に自由度がなかった。
この発明は、構成素子数が少数かつパルス幅を容易に変
えることができるよう設定の自由度を増した信号変化検
出MfP得ることを目的とする。
えることができるよう設定の自由度を増した信号変化検
出MfP得ることを目的とする。
この発明に係る半導体集積回路装置、特に信号変化検出
器は、アドレス信号入力端子とインバータトランジスタ
の間に第2のインバータトランジスタを設け、この第2
のインバータトランジスタの出力に容(t8−設けたも
のである。
器は、アドレス信号入力端子とインバータトランジスタ
の間に第2のインバータトランジスタを設け、この第2
のインバータトランジスタの出力に容(t8−設けたも
のである。
この発明に係る半導体集積回路装置の信号変化検出器の
パルス幅は、第2のインバータトランジスタのゲート幅
及び第2のインバータトランジスタの出力につながる容
量を変えることで容易にパルス幅を調節できる。
パルス幅は、第2のインバータトランジスタのゲート幅
及び第2のインバータトランジスタの出力につながる容
量を変えることで容易にパルス幅を調節できる。
以下、この発明を図により説明する。第1図は、この発
明の一実施例による信号変化検出器の回路図である。こ
の回路の構成は、アドレス信号入力端子(イ)がCMO
3インバータ@の入力につながり、出力は容量0及びC
MO5インバータα0の入力につながっている。CMO
5インバータ員のPMosトランジスタのソース側は、
出力端子(1)及び抵抗0を通して電源VCCとつなが
っている。
明の一実施例による信号変化検出器の回路図である。こ
の回路の構成は、アドレス信号入力端子(イ)がCMO
3インバータ@の入力につながり、出力は容量0及びC
MO5インバータα0の入力につながっている。CMO
5インバータ員のPMosトランジスタのソース側は、
出力端子(1)及び抵抗0を通して電源VCCとつなが
っている。
次に動作であるが、第2図に各ノードの信号波形図を示
す。入力端子囚に入るアドレス信号がちL′→%H#に
変化するときには、ノード卸は、CMOSインバータ(
2)のNMOSトランジスタがONするため容量αaの
散層によって1H′→′L′に変化する。このときCM
O8インバータαOのPMO5とNMO5トランジスタ
が同時にONする状態があり、貫通電流(−が流れ、出
力端子(I+にで圧変化を生じ、信号変化検出パルスが
得られる。一方、入力端子(4)に入るアドレス信号が
′H′→′L′に変化するときには、ノード卸は、 C
MOS インバータa2のPMOSトランジスタがO
Nするためコンデンサα9の充7によ−て′″L′→ゝ
H′に変化し、同様に信号変化検出パルスが得らする。
す。入力端子囚に入るアドレス信号がちL′→%H#に
変化するときには、ノード卸は、CMOSインバータ(
2)のNMOSトランジスタがONするため容量αaの
散層によって1H′→′L′に変化する。このときCM
O8インバータαOのPMO5とNMO5トランジスタ
が同時にONする状態があり、貫通電流(−が流れ、出
力端子(I+にで圧変化を生じ、信号変化検出パルスが
得られる。一方、入力端子(4)に入るアドレス信号が
′H′→′L′に変化するときには、ノード卸は、 C
MOS インバータa2のPMOSトランジスタがO
Nするためコンデンサα9の充7によ−て′″L′→ゝ
H′に変化し、同様に信号変化検出パルスが得らする。
第2図の(Ha)、(αa)、(Ia)は、卸、(α)
、(I)の容量α3の容量値が大きな場合である。容量
03の容量値が大きな場合、故事及び充電に時間がかか
るためノード(5)の変化が遅くなり、CMOS イ
ンバータαOのPMO5とNMOSトランジスタが同時
にONする状態が長くなり、貫通電流(αa)が流れる
時間が長くなる。
、(I)の容量α3の容量値が大きな場合である。容量
03の容量値が大きな場合、故事及び充電に時間がかか
るためノード(5)の変化が遅くなり、CMOS イ
ンバータαOのPMO5とNMOSトランジスタが同時
にONする状態が長くなり、貫通電流(αa)が流れる
時間が長くなる。
このためパルスの幅を長くすることができる。また容量
を小さくすることで、パルス幅を短くすることもできる
。またCMOS インバータ(イ)のPMO5及びN
MOSトランジスタのゲート幅を調節することでもパル
ス幅を容易に調節でき、アドレス信号の立上がりと立下
がりでパルス幅を変えることもできる。
を小さくすることで、パルス幅を短くすることもできる
。またCMOS インバータ(イ)のPMO5及びN
MOSトランジスタのゲート幅を調節することでもパル
ス幅を容易に調節でき、アドレス信号の立上がりと立下
がりでパルス幅を変えることもできる。
また、第3図に示すように、CMOS インバータ0
0のPMOSトランジスタのソースと〒沖Vcc間に抵
抗α1)tごけてなくダイオードα菊を設け、6MO8
インバータαOのPMO5トランジスタのソースヲ次段
のPMOSトランジスタ(至)のゲートに接続し、 P
MOSトランジスタαQのドレインを出力ノード(J)
及び抵抗Oeを通してGNDに接続してもよい。第4図
には横軸にダイオードα尋の順方向及び抵抗αDの各々
にがかる電圧、縦軸に各々の電流をとっている。1流が
(β)のまうに小さい領域では、抵抗αBに比ベダイオ
ードo4の方が高い電圧を得られる。また(J3)より
大きい領域では、逆になる。ノードU)の電圧は、抵抗
OBとダイオードα4の和で効くため、ダイオード04
による電圧降下分だCブ覆位をシフトすることができる
。このようにダイオードQ4)を設けることでCMOS
インバータ00を流れる電流が小さい場合にも抵抗
αDのみに比べ敏感に電圧変化するためダイオードα4
と次段のゲートしきい値電圧を調節することでより動作
が確実になる。なおこの実施例では、抵抗Ql) 、ダ
イオードα論の順に接続したが、逆でもよく、またダイ
オードの数も1つ以上であればよい。また今までの実施
例では抵抗0D、ダイオードQ41 e Fff源V(
c側に設けたものを示したが、GND側に設けてもよい
。例えば第5図のようにしてもよい。この場合第3図の
PMO5トランジスタαQがNMO5aηに代わり接続
も変わる。才た更にCMOSインバータαOとCMOS
インバータ@との間に容量03のみでなく、第6図
(a)や@6図(b)のように抵抗(至)を設けること
で時間設定の自由度を更に増加させることができる。ま
たダイオードa4はPN接合ダイオードに限定されるも
のではなく第7図(a)のNMO5ダイオードや第7図
(b)のPMO5ダイオードで構成すればデバイスの種
類が少なくなり製造が容易となり再現性のよいものが得
られる。また抵抗(I+)、α0、(至)は第7図(c
)、(d)のPMO5又は8MO8のトランスファーゲ
ートヤCMO5のトランスミッションゲートで構成すれ
ば同様に再現性のよいものが得られる。
0のPMOSトランジスタのソースと〒沖Vcc間に抵
抗α1)tごけてなくダイオードα菊を設け、6MO8
インバータαOのPMO5トランジスタのソースヲ次段
のPMOSトランジスタ(至)のゲートに接続し、 P
MOSトランジスタαQのドレインを出力ノード(J)
及び抵抗Oeを通してGNDに接続してもよい。第4図
には横軸にダイオードα尋の順方向及び抵抗αDの各々
にがかる電圧、縦軸に各々の電流をとっている。1流が
(β)のまうに小さい領域では、抵抗αBに比ベダイオ
ードo4の方が高い電圧を得られる。また(J3)より
大きい領域では、逆になる。ノードU)の電圧は、抵抗
OBとダイオードα4の和で効くため、ダイオード04
による電圧降下分だCブ覆位をシフトすることができる
。このようにダイオードQ4)を設けることでCMOS
インバータ00を流れる電流が小さい場合にも抵抗
αDのみに比べ敏感に電圧変化するためダイオードα4
と次段のゲートしきい値電圧を調節することでより動作
が確実になる。なおこの実施例では、抵抗Ql) 、ダ
イオードα論の順に接続したが、逆でもよく、またダイ
オードの数も1つ以上であればよい。また今までの実施
例では抵抗0D、ダイオードQ41 e Fff源V(
c側に設けたものを示したが、GND側に設けてもよい
。例えば第5図のようにしてもよい。この場合第3図の
PMO5トランジスタαQがNMO5aηに代わり接続
も変わる。才た更にCMOSインバータαOとCMOS
インバータ@との間に容量03のみでなく、第6図
(a)や@6図(b)のように抵抗(至)を設けること
で時間設定の自由度を更に増加させることができる。ま
たダイオードa4はPN接合ダイオードに限定されるも
のではなく第7図(a)のNMO5ダイオードや第7図
(b)のPMO5ダイオードで構成すればデバイスの種
類が少なくなり製造が容易となり再現性のよいものが得
られる。また抵抗(I+)、α0、(至)は第7図(c
)、(d)のPMO5又は8MO8のトランスファーゲ
ートヤCMO5のトランスミッションゲートで構成すれ
ば同様に再現性のよいものが得られる。
以上のように、この発明によれば少数の素子で信号変化
栓出器を構成でき、また信号変化検出パルスの幅を容易
に変えることができ、入力iqの立ち上がり下がりでも
パルス幅を変えることができる効果がある。
栓出器を構成でき、また信号変化検出パルスの幅を容易
に変えることができ、入力iqの立ち上がり下がりでも
パルス幅を変えることができる効果がある。
第1図はこの発明の第1の実施例による半導体集積回路
構成図、第2図は第1の実施例の回路の各ノードの信号
波形図、第3図はこの発明の第2の実施例による半導体
集荷回路構成図、第4図は抵抗及びダイオードのI−V
特性図、第5図はこの発明の第3の実施例による半導体
集積回路構成図、第6図(a)、(b)及び第7図(a
) 〜(d)は実施例の他の素子を示す図、第8図及び
第10図は従来の半導体集積回路構成図、第9図及び第
11図は従来の回路の各ノードの信号波形図である。 αd 、 02 ; CMOS インバータ回路、Q
ll、αG、(2);抵抗、03;容量、α4;ダイオ
ード、Q5 ; PMO5トランジスタ、σ乃;NMO
5)−ランジスタ、(3)〜(K) ;ノ − ド
。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
構成図、第2図は第1の実施例の回路の各ノードの信号
波形図、第3図はこの発明の第2の実施例による半導体
集荷回路構成図、第4図は抵抗及びダイオードのI−V
特性図、第5図はこの発明の第3の実施例による半導体
集積回路構成図、第6図(a)、(b)及び第7図(a
) 〜(d)は実施例の他の素子を示す図、第8図及び
第10図は従来の半導体集積回路構成図、第9図及び第
11図は従来の回路の各ノードの信号波形図である。 αd 、 02 ; CMOS インバータ回路、Q
ll、αG、(2);抵抗、03;容量、α4;ダイオ
ード、Q5 ; PMO5トランジスタ、σ乃;NMO
5)−ランジスタ、(3)〜(K) ;ノ − ド
。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 第1のインバータの出力が入力電圧が高状態と低状態の
中間のときに貫通電流が流れる第2のインバータの入力
及び容量の一方の電極に直接又は抵抗手段を介して接続
され、該容量の他方の電極が第1又は第2の電圧源に接
続され、該第2のインバータが負荷要素の一端と接続さ
れ、該負荷要素の他端が第1又は第2の電圧源に接続さ
れ、該第1のインバータの入力に印加される高状態と低
状態の電圧及びその間の変化電圧に対し、該負荷要素と
該第2のインバータの接点で出力を得ることを特徴とす
る半導体集積回路装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63112810A JPH01284012A (ja) | 1988-05-10 | 1988-05-10 | 半導体集積回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63112810A JPH01284012A (ja) | 1988-05-10 | 1988-05-10 | 半導体集積回路装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01284012A true JPH01284012A (ja) | 1989-11-15 |
Family
ID=14596101
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63112810A Pending JPH01284012A (ja) | 1988-05-10 | 1988-05-10 | 半導体集積回路装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01284012A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012257012A (ja) * | 2011-06-08 | 2012-12-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | パルス発生回路 |
-
1988
- 1988-05-10 JP JP63112810A patent/JPH01284012A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012257012A (ja) * | 2011-06-08 | 2012-12-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | パルス発生回路 |
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