JPH01233825A - 巡回型ノイズリデューサ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は巡回型ノイズリデューサ回路に係り、特に異な
る複数の周波数帯域ごとに相関性の違う信号、例えば高
品位テレビシコンの帯域圧縮方式であるＭＵＳＥ伝送方
式の信号等に含まれるノイズを効果的に低減できる回路
に関するものである。

（従来の技術） 第６図は巡回型ノイズリデューサの基本回路を示す図で
ある。これは時間軸方向の映像の相関性を利用したもの
であり、ノイズは相ＰＡ性が無いので静止画部分におい
てノイズ低減効果がある。

入力端子１に入力信号が供給され、出力端子２から出力
信号が取出されており、この出力信号を１フレームメモ
リ３を介して１フレーム菊の信号を得て、この信号から
前記入力信号を減算する減算器４の出力は、相関性のあ
る映画信号の場合は零となり、相関性の無いノイズのみ
となる。このノイズに乗算器５で乗算係数Ｋを乗算し、
加算器６で前記入力信号と加算することによりノイズ成
分を相殺する。

これらのノイズリデューサの動作原理については、例え
ば日刊工業新聞社発行の吹央敬彦著［画像のディジタル
信号処理Ｊ　（Ｐ１１５〜Ｐ１１８）にも記−されてい
る通り、１フレームの遅延に対応する単位遅延演算子を
７Ｆ°１とすれば、第６図の巡回型ノイズリデューサの
伝達関数は次のようになる。

Ｈ（Ｚ）　＝　（１−Ｋ）　／　（１−ＫＺＦ　′１）
　−（１）この特性は時間方向（１フレーム間）の低域
フィルタであり、周波数特性は第７図のようになる。

しかし、実際の画像には動きがあり、この動きの部分は
ノイズと同様に入力信号に対して相殺されるように動作
するので、動きの部分は時間的にぼけてしまう。このぼ
けを視覚の残像範囲内に抑え、視覚上妨害にならないよ
うに乗算器５の乗算係数ＫをＯ≦に≦１の範囲内で最適
に変化させる。

すなわち、静止部ではに→１とし、ノイズを低減させて
も原理的にぼけは発生しない、動画部ではに→０とし、
ぼけを防ぎノイズ低減はあきらめる。

第８図は従来の巡回型ノイズリデューサ回路を示す図で
ある。第６図と同一部分は同一符号で示す。第６図の１
フレームメモリ部分が第１の１フレームメモリ７と第２
の１フレームメモリ８で構成され、合計２フレーム前の
信号から入力信号を減算する点が異なっている。伝達関
数は次のようになる。

Ｈ（Ｚ）＝　（１−Ｋ）／　（１−ＫＦ″２）・・・■
又、周波数特性は第９図のようになる。

即ち、第６図のノイズリデューサ回路は１フレーム間で
一巡する信号に用いられ、第８図のノイズリデューサ回
路は２フレーム間で一巡する信号に用いられると良いこ
とが分る。

又、Ｋの値を入力信号レベルにより非線形的に変化させ
ると効果がある。第１０図は乗算器の特性の一例を示す
図であり、入力対出力の傾きがＫである。乗算器への入
力は前記の如くノイズ成分であるはずなので、その振幅
値はある程度以下の小さいレベルである。

よって第１０図のように、スレッシュホールドレベル八
以上の入力に対してはに＝０としてノイズ以外の成分を
カットすることができる。

次に、ハイビジョン（高品位テレビ）の衛星放送のため
の帯域ル縮方式であるＭＵＳＥ方式の信号について述べ
る。

ＭＵＳＥはｍＬｊｌｔｉｌ）ｌｅ　５ｕｂ−ＮＶＱｕｔ
ｓｔ　　　ｓａｍｐｌｉｎｇ　　　ｅｎｃｏｄｉｎｇの
略であり、ＮＨＫ　（日本放送協会）が開発した方式で
ある。

ＭＵＳＥ方式については、各種文献に記載されているの
で（例えば、日経マグロウヒル社用の「日経エレクトロ
ニクス４１９８７年１１月２日号のｐ１８９〜Ｉ）２１
２　ｒ衛星を使うハイビジョン放送の伝送方式ＭＵＳＥ
Ｊ等）、ここでは詳細な説明は省略する。

このＭＵＳＥ方式の輝度信号（Ｙ信号）について述べる
。送信側では、第４図（Ａ＞に示すように２０〜２２Ｍ
Ｈｚの帯域を有する高品位テレビ信号（輝度信号）の原
信号を４８．６Ｍ）１．のサンプリング周波数でＡＤ変
換し、さらにフレーム間オフセット・サンプリングでサ
ンプリング周波数を１６．２ＭＨｚにしてデータ圧縮し
、ＤＡ変換してアナログ信号に戻して伝送している。

この信号は、第４図（Ｂ）に示すように、第４図（Ａ）
に示す■〜■の８．１ＭＨｚ以上の高域成分が８．１Ｍ
Ｈｚ帯域内に折返し、ベースバンド帯域幅を８．１ＭＨ
，に圧縮処理しているものである。

受信側では、コントロール信号として伝送されるサブリ
ーンプル信号により制御される１６．２ＭＨ２のリーブ
サンプリング・クロック信号Ｓで、ＡＤ変換してデジタ
ル信号として処理している。

第５図（Ａ＞は、第４図（Ｂ）に示すＭＵＳＥ信号のサ
ンプリング・パターンを示す図である。

図に示すように、走査線ごと（ライン間）でオフセット
（位置がずれている）しており、又、フレーム間でもオ
フセットしている。

叩ら、このＭＬＩＳＥ方式の輝度信号（Ｙ信号）は、２
フレーム間で一巡する信号である。このためＭＵＳＥ方
式の輝度信号のノイズリデューサ回路は、２フレーム前
の信号との相関をとる必要がある。

（発明が解決しようとする課題） ＭＵＳＥ伝送方式の信号のノイズリデューサ回路は、前
記のように、２フレーム前の信号と相関をとる必要があ
るが、時間的に離れているため相関性が少なく、Ｋの値
を大きくするとぼけが発生するため大きくできず、従っ
て充分なノイズ低減ができない問題点があった。

本発明は以上の点に着目してなされたもので、ＭＵＳＥ
デコーダ（受信機）に必要なフレーム間内挿処理回路を
利用し、簡単な回路の追加によりＭＵＳＥ伝送方式の信
号に対してノイズ低減効果を高めた巡回型ノイズリデュ
ーサ回路を提供することを目的とするものである。

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するためのに、サブサンプリング・ク
ロック信号でＡＤ変換された入力信号のノイズを低減さ
せ、且つフレーム間内挿処理をした出力信号を得る巡回
型ノイズリデューサ回路において、前記出力信号を入力
とする１フレームメモリと、前記フレーム間内挿処理を
された１フレームメモリの出力信号から１フレーム前の
信号成分と２フレーム前の信号成分を分離して取り出す
信号分離手段と、前記信号分離手段の１フレーム前の出
力信号成分から前記入力信号を減算する第１の減算手段
と、前記信号分離手段の２フレーム前の出力信号成分か
ら前記入力信号を減算する第２の減算手段と、１フレー
ム間で一巡する信号を通過せしめる第１のフィルタと、
２フレーム間で一巡する信号を通過せしめる第２のフィ
ルタと。

前記第１の減算手段出力を前記第１のフィルタと前記第
１の乗算手段を介して第１の信号を得て、前記第２の減
算手段出力を前記第２のフィルタと前記第２の乗算手段
を介して第２の信号を得て、これら前記第１の信号、第
２の信号及び前記入力信号の３信号を加算する加算手段
と、前記加算手段の出力信号と前記信号分離手段の１フ
レーム前の出力信号成分を交互に切換えてフレーム間内
挿を行ない前記出力信号を得るフレーム間内挿手段とを
有して構成したことを特徴とする巡回型ノイズリゾ１−
サ回路を提供するものである。

（実施例） 第１図は本発明の巡回型ノイズリデューサ回路の一実施
例を示す図である。本発明は１フレーム間で巡回する信
号と２フレーム間で巡回する信号を分離して処理するよ
うにしたものであり、その構成について以下に説明する
。

第１図において、入力端子１への入力信号は前記の如く
、コントロール信号として伝送されるサブサンプル信号
により制御される１６．２ＭＮ、のサブサンプリング・
クロック信号Ｓで、ＡＤ変換された第５図（Ａ＞に示す
サンプリング・パターンの入力信号である。

この入力信号は加算鼎（加算手段）９で他の２信号と加
算され、その出力が後述する動作のフレーム間内挿手段
１０を介して出力端子２へ導かれて出力信号となってい
る。

即ち、前記の如く、第４図（Ｂ）に示すようなフレーム
間／ライン間オフセットされた信号が伝送されてくるの
で、デコーダ（受信機）側では、サンプリングしである
点のデータから、サンプリングしていない点のデータを
作る必要があり、これがフレーム間内挿処理である。

フレーム間内挿処理は、フレーム間内挿手段１０の端子
１０ａに供給される現在の信号と、端子１０ｂに供給さ
れる１フレーム前の信号を、サブサンプリング・りＯツ
ク信号Ｓ　（１６，２ＭＨ，）でデータ毎に切換え、現
在の信号に１フレーム前の信号を内挿し、第５図（［３
）に示すサンプリング・パターンの出力信号を得ている
。

又、この出力信号は１フレームメモリ３に入力されてい
る。

この１フレームメモリ３の出力信号はＭＬＩＳＥデコー
ダ（受信機）に必要なフレーム間内挿処理をされた信号
であるので、この信号から１フレーム前の信号と、２フ
レーム前の信号を分離して、ノイズリデューサ回路に利
用した点が本発明の特徴である。

前記１フレームメｔす３の出力信号は信号分離手段１１
に供給される。

信号分離手段１１はサブサンプリング・クロック信号Ｓ
　（１６，２ＭＨ，）でデータ毎に切換えられ、フレー
ム間内挿処理をされた出力信号から、端子１１ｂに１フ
レ〜ム簡の信号を、端子１１ａに２フレーム前の信号を
それぞれ分離して取り出している。

前記信号分離手段１１の端子１１ｂ１．：得られた１フ
レーム前の信号は第１の減算器（第１の減算手段）１２
で入力端子１からの入力信号と減算され、第１のフィル
タ１３、第１の乗算器（第１の乗算手段）１４を介して
加募器（加鋒手段）９へ接続されている。

又、前記信号分離手段１１の端子１１ａに得られた２フ
レーム前の信号は第２の減算器（第２の減締手段）１５
で入力端子１からの入力信号と減算され、第２のフィル
タ１６、第２の乗算器（第２の乗算手段）１７を介して
加ｎ器９へ接続されている。

次に回路動作について第１図と共に説明する。

前記第１．第２のフィルタの周波数特性を第３図に示す
。第１のフィルタは０〜４ＭＨ２の周波数帯域を通過さ
せる低域通過フィルタである。第２のフィルタは４ＭＨ
，以上の周波数帯域を通過させる高域通過フィルタであ
る。

前記信号分離手段１１の端子１１ｂに得られた１フレー
ム前の信号と入力信号を第１の減口器］２で減算した出
力は１フレーム間の差分値である。

このＭｌの減算器１２の出力信号は低域周波数成分（０
〜４　Ｍ　）Ｉｚの周波数帯ｉｊりを通過さぼる低域通
過フィルタ（第１のフィルタ）１３に供給される。

第４図（Ｂ）で、フレーム間／ライン間オフセットサン
プリングによる折返し成分は、０〜４ＭＨ２の領域に折
返らないので、０〜４Ｍ出の低域周波数成分は１フレー
ム間で一巡する信号である。

低域周波数成分（０〜４ＭＨ工の周波数成分）のみを通
過させる第１のフィルタ１３を通し高域周波数成分（４
Ｍ　Ｈｚ以上の周波数成分）を除去し、１フレーム間で
一巡するノイズ成分のみを取出し、その出力に低域周波
数成分（０〜４ＭＨ，の周波数成分）に最適な乗算係数
に１を第１の乗算器１４で乗算する。

第１の乗算器１４の出力（叩ち、第１の信号）は入力信
号と加算器９で加算されノイズ成分を低減させる。

即ち、人間の視覚特性は、高域周波数成分より、低域周
波数成分（０〜４　Ｍ　Ｈｌ　）のノイズ対して感度が
高く、本発明は、この低域周波数帯域で信号の相関性の
高い１フレーム相関によるノイズリデューサ回路が構成
でき、乗算係数に１の値を０≦に１≦１の範囲内ででき
るだけ大きな値を選び、ノイズ低減効果を高めることが
できる。

この低域周波数成分（１フレーム間で一巡する信号成分
）に対する巡回型ノイズリゾ１−サ回路の伝達関数は前
記の式（１）と同じになり、周波数特性は第７図に示し
たようになる。

前記信号分離手段１１の端子１１ａに得られた２フレー
ム前の信号と入力信号を第２の減算器１５で減算した出
力は２フレーム間の差分値である。

ノイズ成分のみを取出すため高域周波数成分（４ＭＨｚ
以上）のみを通過させる第２のフィルタ１６を通し低域
周波数成分を除去し、その出力に高域周波数成分に最適
な乗算係数に２を第２の乗算器１７で乗算する。、第２
の乗算器１７の出力（即ち、第２の信号）は入力信号と
加棹器９で加算されノイズ成分を低減させる。この高域
周波数成分に対する巡回型ノイズリデューサ回路の伝達
関数は前記の式■と同じになり、周波数特性は第９図に
示したようになる。

よって、加算Ｎ９は入力信号１．Ｅ記第１の信号および
第２の信号の３信号を加算することになる。

結局、低域周波数成分（０〜４ＭＨｚの周波数成分）に
対しては相関性の強い１フレーム間でのノイズリデュー
サとなり、乗算係数に１を大ぎくでき、ノイズ低減効果
が高まる。又、高域周波数成分（２フレームで一巡する
信号成分）に対しては相関性の少ない２フレーム間での
処理となる。

又、各々低域周波数成分（１フレーム間で一巡する信号
成分）、高域周波数成分（２フレーム間で一巡する信号
成分）の帯域に最適な乗算係数に１、に２を独立に設定
でき、低域周波数成分（１フレーム間で一巡する信号成
分）、高域周波数成分（２フレーム間で一巡する信号成
分）ともノイズ低減効果が高められる。

又、前記の説明では、第２のフィルタ１６として高域通
過フィルタで説明したが、全帯域を通過するフィルタ（
即ち、フィルタ無し）でも食い。

この場合は、前記乗算係数に２の値は全周波数帯域に対
して最適に選定すれば良い。

又、第２図は本発明の巡回型ノイズリデューサ回路の第
２の実施例を示す図である。前記の第１図に示す第１の
減算器１２は、原理的には前記信号分離手段１１の端子
１１ｂに得られた１フレーム前の信号と入力信号を減算
して１フレーム間の差分値をとればよい。

しかし、入力信号は、第５図（Ａ）に示すように１フレ
ーム間でオフセットしているため、第２図におけるフレ
ーム間内挿手段１８を用いてフレーム間内挿処理を行う
と良い。フレーム間内挿処理は、入力信号（現在の信号
）をインバータ１９で極性を反転して端子１８ａに供給
される信号と、端子１８ｂに供給される１フレーム前の
信号を、サブサンプリング・クロック信号Ｓ　（１６，
２ＭＨ２）でデータ毎に切換え、現在の信号の反転信号
に１フレーム前の信号を内挿している。

このフレーム間内挿処理された信号は、低域通過フィル
タ１３を通すことにより、隣接する画素どうしが加算さ
れる。この場合、入力信号はインバータ１９で極性が反
転されているため、実際には減ｎが行われることになり
、差分値のみが出力される。

前記のＫの値と共に、第１０図におけるスレッシュホー
ルドレベル八を高域周波数成分、低域周波数成分それぞ
れに対して独立して最適値に設定することにより、ノイ
ズ低減効果がより高められる。

又、前記低域通過フィルタ（第１のフィルタ）１３の出
力信号は、折返し成分を含まない１フレーム間の差分値
であるので、ＭＵＳＥデコーダでは動き信号として別途
使用することができる。

（発明の効果） 本発明の巡回型ノイズリデューサ回路は以上のような構
成からなるものであり、ＭＵＳＥデコーダ（受信機）に
必要なフレーム間内挿処理回路を利用し、簡単な回路の
追加により、１フレーム間で一巡する信号と、２フレー
ム間で一巡する信号の双方に、それぞれ独立した最適な
乗算係数の設定ができる。その結果、ＭＵＳＥ伝送方式
の信号に対して信号のぼけを発生させることなく、両信
号に対してそれぞれノイズ低減効果が高められ実用上優
れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の巡回型ノイズリデューサ回路の第１の
実施例を示す図、第２図は本発明の巡回型ノイズリデュ
ーサ回路の第２の実施例を示す図、第３図はフィルタの
周波数特性を示す図、第４図はＭＬＪＳＥ伝送方式の信
号の周波数スペクトラム特性を示す図、第５図（Ａ）は
ＭＵＳＥ伝送方式の信号のサンプリング・パターンを示
す図、第５図（Ｂ）はＭＵＳＥ伝送方式の信号のフレー
ム間内挿処理後のサンプリング・パターンを示す図、第
６図は巡回型ノイズリデューサの基本回路を示す図、第
７図は第６図の周波数特性を示す図、第８図は従来の巡
回型ノイズリデューサ回路を示す図、第９図は第８図の
周波数特性を示す図、第１０図は乗粋器の特性の一例を
示す図である。 １・・・入力端子、２・・・出力端子、３・・・１フレ
ームメモリ、９・・・加専器（加篩手段）、１０．１８
・・・フレーム間内挿手段、１１・・・信号分離手段、
１２・・・第１の減算器（第１の減算手段）、１３・・
・第１のフィルタ、１４・・・第１の乗算器（第１の乗
算手段）、１５・・・第２の減剪器（第２の減算手段）
、１６・・・第２のフィルタ、１７・・・第２の乗算ム
（第２の乗篩手段）、１９・・・インバータ、Ｋｌ、に
２・・・乗算係数、Ｓ・・・サブサンプリング・クロッ
ク信号。 ＷＪｉ図 第　２　図 鳥　３　図 （ＭＨｚ） 第　４　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 サブサンプリング・クロック信号でＡＤ変換された入力
   信号のノイズを低減させ、且つフレーム間内挿処理をし
   た出力信号を得る巡回型ノイズリデューサ回路において
   、前記出力信号を入力とする１フレームメモリと、 前記フレーム間内挿処理をされた１フレームメモリの出
   力信号から１フレーム前の信号成分と２フレーム前の信
   号成分を分離して取出す信号分離手段と、 前記信号分離手段の１フレーム前の出力信号成分から前
   記入力信号を減算する第１の減算手段と、前記信号分離
   手段の２フレーム前の出力信号成分から前記入力信号を
   減算する第２の減算手段と、１フレーム間で一巡する信
   号を通過せしめる第１のフィルタと、 ２フレーム間で一巡する信号を通過せしめる第２のフィ
   ルタと、 前記入力信号をできるだけ損わずノイズを低減するため
   に、０〜１の間の最適な乗算係数をそれぞれ乗算する第
   １及び第２の乗算手段と、 前記第１の減算手段出力を前記第１のフィルタと前記第
   １の乗算手段を介して第１の信号を得て、前記第２の減
   算手段出力を前記第２のフィルタと前記第２の乗算手段
   を介して第２の信号を得て、これら前記第１の信号、第
   ２の信号及び前記入力信号の３信号を加算する加算手段
   と、 前記加算手段の出力信号と前記信号分離手段の１フレー
   ム前の出力信号成分を交互に切換えてフレーム間内挿を
   行ない前記出力信号を得るフレーム間内挿手段とを有し
   て構成したことを特徴とする巡回型ノイズリデューサ回
   路。