JPH0116106B2 - - Google Patents

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JPH0116106B2
JPH0116106B2 JP54054689A JP5468979A JPH0116106B2 JP H0116106 B2 JPH0116106 B2 JP H0116106B2 JP 54054689 A JP54054689 A JP 54054689A JP 5468979 A JP5468979 A JP 5468979A JP H0116106 B2 JPH0116106 B2 JP H0116106B2
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Japan
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switching
power amplifier
converter
switching power
output
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JP54054689A
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JPS5510893A (en
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Mirojiko Kuku Surobodan
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KARIFUORUNIA INST OBU TEKUNOROJII
Original Assignee
KARIFUORUNIA INST OBU TEKUNOROJII
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Publication date
Application filed by KARIFUORUNIA INST OBU TEKUNOROJII filed Critical KARIFUORUNIA INST OBU TEKUNOROJII
Publication of JPS5510893A publication Critical patent/JPS5510893A/ja
Publication of JPH0116106B2 publication Critical patent/JPH0116106B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/005—Conversion of dc power input into dc power output using Cuk converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はスイツチング電力段および増幅器特に
出力にスイツチングリツプルを含まないプツシユ
プルスイツチング増幅器に関するものである。
DC―DC変換器に基いたスイツチング増幅器は従
来知られているが欠点があるために広く使用され
ていない。従来のDC―DC変換器について記載し
そのいくつかの欠点について検討する。次に本発
明について記載しこれを従来のスイツチング増幅
器と比較して本発明のすぐれた特長を明らかにす
る。
新しいスイツチング増幅器は1977年９月28日付
のslobodan M.CukおよびRobert D.
Middlebrookの特許出願第837532号に公開された
新しいスイツチングDC―DC変換器に基いてい
る。その最適トポロジー変換器（非パルス状の連
続的入力及び出力電流を持つ所期のDC―DC変換
を最小部品数で実行する構成）を特別な双方向回
路に使用してプツシユプル増幅器構成を得る。従
つて入出力電流の脈動が低減されると共に高効
率、小型軽量、すぐれた動的性能等の新しい変換
器の全ての利点が得られる。しかしながら最も重
要な利点はこの特殊プツシユプルスイツチング増
幅器の基本電力段に新しい変換器の結合インダク
タ技術を使用することにあり、それによつて従来
のスイツチング増幅器設計の一つの制約である出
力からスイツチングリツプルを完全に除去した高
性能増幅器が得られる。こうして新しいスイツチ
ング増幅器は高効率、小型軽量、高速応答サーボ
電力増幅器から低コスト高性能オーデイオ増幅器
まで広範な潜在用途がある。
発明の目的 本発明の目的は最小数および寸法の部品で最大
性能（広帯域幅、高速応答、低ノイズおよび歪）
を有するスイツチング電力増巾器を提供すること
である。これは従来のスイツチング増幅器の主要
な制約であつて非常に高いスイツチング周波数s
なしに達成される。
もう一つの目的は電源からのみ取出せる直流
と、この極性変化電力段の負荷にのみ供給される
直流とを得て、スイツチング電力増幅器の理想的
なDC―DC変換器に近ずけることである。
本発明に従つて印加スイツチングパルスのパル
ス幅を帰還制御する一対のDC―DC変換器により
負荷への出力電流を入力信号に追従させて改善さ
れたプツシユプルスイツチング電力増幅器が提供
される。各DC―DC変換器は一方が直流電源と直
列で他方が出力負荷と直列な２個のインダクタン
スと、コンデンサと、第１インダクタンスとコン
デンサの接続点を接地側電源帰路に接続すること
とコンデンサと第２インダクタンスの接続点を接
地側負荷帰路に接続することとを交互に行うスイ
ツチング装置とを有している。２個の変換器の入
力インダクタンスが等しいと２個の変換器へのリ
ツプル入力電流はゼロリツプル電源電流を生じる
結果となる。一方の変換器のスイツチング装置は
他方に印加されるパルス幅制御信号の相補信号で
駆動される。各変換器の入出力インダクタはｎ＝
Ｋの条件で設計された変圧器の巻線として結合状
態で提供され、ここにｎは入出力巻線の自己イン
ダクタンスL1，L2の比の平方根に等しく、Ｋは
ゼロリツプル出力電流のための巻線間の係合係数
である。
従来技術 直列インダクタＬとコンデンサＣを使用した従
来のDC―DC変換器において＋Vgと接地間の周
期的スイツチング（＋Vg接続期間はDTsで接地
の接続期間はD′Ts＝（１−Ｄ）Ts）によりデユー
テイ比制御出力電圧Ｖ＝DVgが生じ、ここにＤは
スイツチデユーテイ比でありs＝１／Tsは定クロ
ツクスイツチング周波数である。これにより負荷
Ｒへの出力が一極性のみを有し得る電力段が得ら
れる。
スイツチのデユーテイ比の値により出力電圧が
両極性（大地に対して正または負）を有し得る電
力段は第１図に示すように第２電電―Vgを大地
の替りにスイツチへ接続することによりこのよう
な従来のDC―DC変換器で提供することができ
る。
慣例的なボルト−秒平衡条件を定常状態のイン
ダクタＬに使用すれば次式が得られる。
（Vg−Ｖ）DTs＝（Vg＋Ｖ）D′Ts (1) 即ち Ｖ／Vg＝Ｄ−D′＝2D−１ (2) こうして第２図に示すように直流電圧利得はデ
ユーテイ比Ｄの線型関数であり、Ｄ＞0.5に対し
て出力電圧は正極性でありＤ＜0.5に対しては負
極性である。
バイポーラトランジスタおよびダイオードを使
用した単極性出力の従来のDC―DC変換器におけ
る理想スイツチＳの実際のハードウエアは自明で
あるが、第１図の変換器の出力電圧を反転する理
想スイツチＳのハードウエアの実現はより不明確
となりそれに課される要件を再検討する必要があ
る。即ち平均インダクタ電流は出力直流電圧を生
じるために第１図に実線および点線の矢印で示す
ように出力電圧極性の反転はインダクタ電流方向
の反転を伴う。従つてスイツチＳのハードウエア
はこの双方向電流を流し得るものでなければなら
ない。これは第３図の２―トランジスタ、２ダイ
オード回路により容易に達成できる。
第３図のトランジスタQ1，Q2はその駆動装置
により交互にオンオフされ（Q1がDTs区間だけ
オンにされるとQ2はオフされ、その逆も同じ）、
ダイオードD1，D2はそれらに同期して動作する。
即ちＤ＞0.5（正出力電圧極性）に対してQ1がオン
のときはViVg（飽和電圧は無視する）、平均直
流Ｉは正となる。Q1がオフとなるとインダクタ
はD1を導通させViVgとなる。（ダイオード降下
は無視）この時Q2がオンされるとそのース―コ
レクタ接合は順方向にバイアスされるが、回路動
作およびダイオードD1の導通に対する正味の効
果は無視できる。トランジスタQ1がオンされる
と再びVi＝VgとなりダイオードD1がオフとなる。
Ｄ＜0.5に対してトランジスタQ2およびダイオー
ドD2は他の電流方向に対して同様に動作する。
第３図の電力段を有し開ループで動作中のスイ
ツチング電力増幅器の概念ブロツク図を第４図に
示す。それは比較器１０とドライバ１１を有して
いる。
この図は定スイツチング周波数s＝１／Ts（ク
ロツク型）で動作中の第３図の開ループスイツチ
ングDC―DC変換器の回路図と同じであるが、唯
一の相違点は比較器入力に直流基準電圧の代りに
時間変化（例えば正弦波）入力信号を使用してい
ることである。こうして両極性の出力電圧を有す
る電力段の必要性が明らかとなる。正弦波オーデ
イオ信号の正の半サイクルに対して比較器はデユ
ーテイ比Ｄ＜0.5と正極性の出力電圧を発生し、
負の半サイクルに対してＤ＜0.5と負の出力電圧
を発生する。実際低周波入力信号と高周波のこぎ
り波（クロツクされた勾配）の比較によりパルス
幅変調（PWM）信号が発生されその低周波スペ
クトルは低域濾波器により回復される。従つて入
力信号に忠実な再生出力信号が高電力レベルで発
生する。
電力増幅器設計の２つの主要な制約即ち効率と
歪みに関してこのスイツチング電力増幅器手法と
従来の線型電力増幅器設計の比較は今や明白であ
る。効率に関しこの手法は線型即ち非常に電力消
失の低いスイツチング給電という従来の利点を有
する。電力処理素子即ちスイツチとして半導体装
置を最も効率的に使用するため、その理論的100
％効率は通常ほんの僅か損われるだけである。
（効率は90％以上であることがしばしばである。）
こうして電力消失問題は最小限とされ電力径路の
キヤパシタ手段の寄生抵抗トランジスタ飽和電
圧、そのスイツチング時間の関数となる。しかし
ながら歪みはトランジスタＩ―Ｖ特性の線型性に
依存する替りにこのスイツチング増幅器手法のス
イツチング周波数の関数となる。特に低歪のため
にはスイツチング周波数sは信号周波数の程度
またはそれよりも高くして、所定周波数の鋸歯状
波が理想的線型性の場合でもPWM信号の側波帯
の重畳を避けなければならない。
一方いろんな理由により余分に高いスイツチン
グ周波数も避けたい。高いスイツチング周波数に
おいてのこぎり波の線型性を実現するのは難し
い。トランジスタスイツチのストレージ時間はベ
ース内の過剰電荷を除去するのに必要な有限時間
でスイツチング期間の重要な部分を表わし、歪を
生じて効率をも低下させる。帯域幅対出力リツプ
ルももう一つのトレードオフを構成する。スイツ
チング電源の設計者の経験則によれば、低リツプ
ルのためにはスイツチング周波数は少くともＬ―
Ｃ平均化濾波器のコーナー周波数c＝１／2〓√
LCよりも２桁高くなければならない。こうして
オーデイオ増幅器応用において20KHzまで平坦な
振幅周波数特性を得るには、第４図の開ループ構
成の平均化濾波器コーナー周波数は少くとも20K
Hzでなければならない。従つて2MHzでスイツチ
するか（実際には高過ぎる周波数）あるいは低出
力スイツチングリツプルを犠牲にしなければなら
ない。更にこの開ループ手法から他にもいくつか
の欠点が生じる。のこぎり波（クロツクされた勾
配）および電力段の直流利得特性の非線型性も出
力に歪を付加する。こうして第３図のDC―DC変
換器の線型直流利得特性（第２図）がこの開ルー
プ手法で必須となる。最後にもう一つの歪源を避
けるため両給電（正および負）をうまく調整しな
ければならない。もちろん第５図に閉ループスイ
ツチング電力増幅器のブロツク図で示すように、
これらの問題の解決は負帰還の使用にある。それ
はループ比較器１２を使用して比較器１０に出力
波形と信号入力との差を供給する。
一般的に負帰還の使用に伴ういくつかの利点も
得られる。こうしてLC平均化濾波器のコーナー
周波数は例えば2KHzの低周波とされ、負帰還を
使用して良好なオーデイオ電力増幅器周波数特性
に所望される20KHzまで閉ループ利得帯域幅を広
げる。こうして200KHz以上のスイツチング周波
数によりスイツチングリツプルが低下する。また
精度および直流安定度も著しく改善される。更に
のこぎり波および電力段の直流利得のある程度の
非直線性も許容され、増幅器の全歪も帰還ループ
利得量だけ低減される。更に給電によるノイズ、
トランジスタスイツチング遅延時間その他の非直
線のために増幅器の感度も低下する。もちろんこ
れらの改善を行うには複雑さが増し安定化の問題
も生じる。しかしながらこれは重要な制約とはな
らない。第４図から判るようにスイツチングモー
ド電力増幅器のブロツク図はスイツチングモード
調整器のブロツク図と同じであり、閉ループ利得
安定度、調整器性能の分析技術および測定技術は
スイツチングオーデイオ電力増幅器にも同様に応
用できる。
既知の唯一の構成としてDC―DC変換電力段に
基づいてはいるがスイツチング電力増幅器の動作
原理を分析すれば、電力段は適当に修正して適当
な２象限Ｖ―Ｉ特性が得られると仮定すれば、原
則としていかなるスイツチング調整器（別のスイ
ツチング電力段に基いた）もしくは開ループ駆動
スイツチング変換器でも電力増幅器に形成するこ
とができる。DC―DC変換電力段が使用できる唯
一のものであるという事実は非常に間違われやす
い。これらはおそらく昇圧もしくはDC―DC変換
昇圧電力段を適切に修正してスイツチング増幅器
に応用しようとする最初の試みの失敗によるもの
である。
負帰還および定クロツクされたスイツチング周
波数sにもかかわらず、第４図の開ループスイツ
チング増幅器はDC―DC変換電力段自体に直接起
因するいくつかの欠点を有する。特に電源からの
電流は脈動しており相当な量のノイズを発生する
ことがある。これは修正しないと重大な問題とな
る。例えばこの増幅器でノイズ汚染された環境で
ラジオを聞こうとすれば恐らくフラストレーシヨ
ンを招くであろう。こうして適切に設計された入
力濾波器をループ利得にほとんど影響を及ぼすこ
となく電源に付加しなければならない。もう一つ
の欠点は反対極性の２つの電源を必要とすること
である。更にどのトランジスタも接地されていな
いため第３図のDC―DC変換電力段のトランジス
タを駆動させる極めて精巧な回路が必要である。
従つて浮動分離駆動装置を必要とするか、もしく
はプツシユプル非分離駆動回路（これはトランジ
スタQ1，Q2をオンオフさせる＋Vg以上および−
Vg以下の更に２つの電源を必要とする）を設け
なければならない。更にトランジスタQ1，Q2が
同時にオンとなつて２つの電源が短絡しトランジ
スタが破壊するのを防ぐために非常に慎重な予防
措置を講じければならない。最後にスイツチング
リツプルを低減するのに比較的高いスイツチング
周波数（300KHz程度）をまだ必要とする。
こうしてDC―DC変換器（第１図および第３
図）よりも秀れた性能を有する新しいスイツチン
グ変換器（電力段）を第５図の帰還構成の電力段
と置換する必要があるという結論に達した。従つ
て本発明の目的は前記全ての欠点を除去するスイ
ツチング変換器を見い出すことである。このよう
な変換器とその性能および種々の有用な拡張は前
記出願に記載されている。従つて新しい最適トポ
ロジースイツチング変換器の最重要事項およびス
イツチング電力増幅器への応用に関するその結合
インダクタ拡張をここに記載する。
実施例の記載 前記出願に記載された変換器のオリジナルな構
成は一方向にのみ電流（および電力）を流すこと
ができる。しかしながら１個のpnpトランジスタ
Q2とダイオードD2を付加したトランジスタQ1と
ダイオードD1スイツチの組合せの対称構成によ
り前記制約は取り除かれ、第６図に示す双方向電
流および電力流が生じる。トランジスタ―ダイオ
ードスイツチの組合せは同じ変換器回路ではない
が同じ機能を果たすため、第３，４，５図の従来
技術変換器と同じ参照番号を使用している。ここ
で前記出願の教えるところに従つてコンデンサ
C1と共に２個のインダクタL1，L2が使用されて
いる。スイツチングの対称性に関して述べたよう
にトランジスタQ2およびダイオードD2を付加し
たことが新しい点である。
第６図の回路は２つの基本変換器から構成さ
れ、インダクタンスL1及びL2、伝達キヤパシタ
C1が両回路に共通となつている。第１の回路は
トランジスタQ1及びダイオードD1により完成さ
れ、Q1がオフの間はC1は左側正極プレートによ
る充電のためにD1によりVBUSの接続される。Q1
が一旦オンになると、負のVBATT端子に接続され
た右側（負）プレートにVBATT端子に跨つて接続
される。斯る方法で、VBUSからVBATTにエネルギ
が伝達される。第２の回路はトランジスタQ2及
びダイオードD2により完成されるが、キヤパシ
タC1のプレート端子に対し位置的に逆にされる
ばかりでなく、ダイオードD2を反転接続としQ2
を逆導電型（NPNの代りにPNP）とすることに
より極性も反転される。従つて該他方の回路は
VBATTからVBUSにエネルギを伝達するために第１
の回路と逆に動作する。VBUS電位がVBATT電位よ
り大であるかどうかに依存するのみでどちらかの
動作が任意の時点で生じ得る。もしVBUS電位が
VBATT電位より大きければ、第１回路が動作し、
Q2及びD2は自動的に逆バイアスされてＤ又は
D′＝１−Ｄの期間中は導通しないであろう。
VBATT電位が大きければ、第２回路が動作し、D1
及びQ1が自動的に逆バイアスされてＤ又はD′＝
１−Ｄの期間中は導通しないであろう。例えば日
中には太陽電池から過剰電力を（電力ラインに接
続された）バツテリに蓄え夜中を通して電力ライ
ンに電力を供給する場合の如く、電源とバツテリ
状態に依存して何れかの方向に平均電流が流れる
ことになる。もし入力電圧VBUSが一定であるなら
ば、電力の流れ方向はデユーテイ比Ｄを制御する
ことによつて制御出来る（上記先行技術型記載を
参照されたし）。
こうして変換器全体は対称的となり入出力端子
は任意に指定することができる。更にスイツチの
双方向電流構成により各端子は電流源もしくは電
流シンクとして動作することができる。こうして
第６図の構成はバツテリ充電器／放電器応用に対
して理想的となり、この単一変換器構成により両
機能が実現されている。変換器を流れる電流の方
向は変換比がバス対バツテリ電圧比にマツチする
値よりもデユーテイ比が大きいか小さいかによつ
て決る。
即ちＤがスイツチのデユーテイサイクルである
ときVBUS／VBATT＝Ｄ／１−Ｄの関係が満足されるとき
に、 変換比（右辺）は該バスをバツテリ電圧比にマツ
チさせていると言う。この条件下では何れの方向
にも平均電流は流れていない。しかるにデユーテ
イサイクルＤを変換することにより、電流は何れ
かの方向に流入させられる。また第６図の変換器
の双方向電流特性によりゼロ電力スループツトが
ある場合にも動作の“連続導通モード”が生じ
る。こうして変換器の動特性は“連続”および
“非連続”導通モード間で変化せず、連続導通モ
ードの動特性モデルは２つの電力流方向間のこの
遷移領域（トランジツト・リージヨン）にも適用
できる。ここで連続導通モードはリプル電流のピ
ーク対ピークの半分よりインダクタ平均電流が大
きいときである（第６ａ図を参照）。不連続導通
モードはリプル電流のピーク対ピークの半分より
インダクタ平均電流が少ないときに生じる。この
モードでは、通常のインダクタ電流は零より出発
しデユーテイサイクルの終端前に零に戻る。（第
６ｂ図を参照）この双方向電流スイツチ構成は前
記出願に記載された新しいスイツチング変換器の
結合インダクタ拡張にも応用できる。
第６図の変換器構成はいくつかの非常に重要な
利点を有する。例えば両トランジスタ共接地され
ていて第３図のトランジスタよりも駆動が容易で
ある。更に第６図に示すように相補npnおよび
pnpスイツチの単一駆動源の使用により、駆動回
路が著しく簡単化されるのみならず、トランジス
タスイツチの蓄電時間が存在するにもかかわらず
両トランジスタQ1，Q2の同時ターンオンを自動
的に防止する。（こうしてコンデンサC1の短絡を
防止する。） 従つて前記第３図のDC―DC変換器段に付随す
る全ての問題が第６図の変換器構成で解決されて
いる。次にこの構成をスイツチング電力増幅器回
路にどのように含めるかについて記載する。
第７図は特定応用を持たない回路であり、第６
図の双方向変換器から第９図及び第１０図に示さ
れた本発明回路に至る中間ステツプ（過渡的修正
回路）として図解されている。第７図及び又第９
図に於ては、スイツチS1及びS2は２つの基本変換
器のトランジスタQ1及びダイオードD1のみを構
成するので、唯一つの方向のみの電力の流れが生
じる。第７図では２つの独立で位相の異なる基本
変換器用の独立負荷R1及びR2が夫れ夫れの出力
端子と接地との間に接続されているが、第９図で
は単一の負荷が２つの出力端子間に接続され、２
つの基本変換器は位相を異に動作するので、プツ
シユ―プルスイツチング電力増巾器を実現するた
めに上方変換器及び下方変換器のための双方向性
電流を必要とする。第９図のスイツチS1及びS2の
各々を第６図のトランジスタスイツチとダイオー
ドスイツチとで置換することによりこれは達成さ
れる（第１０図）。
第１２図は第１０図のプツシユ―プル電力増巾
器の使用例である閉ループフイードバツク態様の
オーデイオ増巾器を単に示すためのものである。
第１２図は第１０図の回路に１つの特徴を追加す
る。即ち各変換器側でインダクタンスL1をイン
ダクタンスL2に結合している。この構成はL11及
びL22を結合インダクタンスL1及びL2の夫れ夫れ
の１次及び２次自己インダクタンスとしｎ＝√
L11／L22、ｋを結合係数とするとｎ＝ｋの条件に
よりスピーカを駆動する２つの回路の出力のスイ
ツチング・リプルを減少する。
第１３ａ図は２つの従来のブースト変換器を持
つプツシユ―プル電力増巾器を示し、第１０図の
基本変換器の各々と置換されている。トランジス
タQ2とダイオードD2が各ブースト変換器に付加
されて第６図の回路動作と厳密に同じ方法で双方
向動作となるようにする必要があつた。第１３ｂ
図は第１２図の回路をブロツク線図で示し、第１
０図、第１３ａ図、他のスイツチングDC―DC双
方向変換器を以つて構成され得る。
また第１２図の回路に関して本スイツチング変
換器出力端子に生じ得るリプルを零に減少するた
めに結合インダクタンスL1及びL2に関するマツ
チング条件ｎ＝ｋについて述べる。このトランス
結合により基本的変換特性は影響されず、基本変
換器の全ての利点も保持されるのに加え、L1及
びL2を結合することにより幾つかの利点が生じ
る。１つは非結合状態の構成と比較して入力電流
リプル又は出力電流リプルが或る程度以上に減少
されることである。実際、入力又は出力電流リプ
ルは零とすることが出来、理論的にも実験的にも
確認された。同一のリプル除去機能に関し、装置
寸法及び重量の減少も可能となる。第２の追加利
点は２つの非結合インダクタ用の２つのコアーの
代りに、変換器用の単一コアーが使用出来、変換
器の寸法、重量及び部品総数をさらに減少出来
る。故に第１２図に示されたスイツチング変換器
は最も簡単な構造を有し（単一の１：１変換器、
整流キヤパシタC1及びスイツチ）、しかも最も小
さい寸法及び重量と高効率のトポロジーにより最
大の機能（入力電流及び出力電流は非パルス状）
を達成する以下、上記各図につきさらに詳述す
る。
第６図の新しい変換器に基き両極性の出力電圧
を発生できる電力段を第７図に関して説明する。
おそれくいくつかの達成方法があるが新しい変換
器の良い特性を全て保有し更に単一電源等の特性
をも有する最も簡単で最も適切な方法についての
み説明する。第７図のこの構成において第６図に
示す２個の新しいスイツチング変換器が平列に動
作している。
２個の変換器は位相がすれて即ち相補スイツチ
駆動比で動作されるものと仮定する。即ちスイツ
チS1がDTs区間だけA1位置にある時スイツチS2
は同じ区間だけB2位置にある。更に２つの負荷
R1，R2および動作状態は両変換器が連続導通モ
ードで動作しているようなものと仮定する。する
と２つの負荷の両端間の出力電圧V1，V2は理想
的に次のようになる。（寄生抵抗は考慮せず） V1＝（Ｄ／D′）Vg (3) V2＝（D′／Ｄ）Vg (4) これらの等式から分かるように２つの出力電圧
はＤ＝0.5に対してのみ等しく、他のデユーテイ
比に対しては一方もしくは他方が大きくなる。こ
うしてその差Ｖ＝V1−V2を求めれば Ｖ／Vg＝（Ｄ−D′）／DD′ (5) となり、デユーテイ比Ｄの関数として第８図に実
線で示してある。個々の変換器利得V1／Vgおよ
び−V2／Vgを点線で示す。
第８図から判るように第７図のDC―DC変換電
力段に所望される第２図の直流電圧利得と同じ極
性変化特性を有しているため、等式(5)の利得差は
まさにスイツチング電力増幅器応用に必要なもの
である。唯一の問題点はこの段から電力をとる負
荷が２個の変換器出力間にまだ無いことである。
こうしておもしろい問題が生じる。即ち変換器の
いくつかの基本法則を侵害したり個々の適切な動
作を妨害することなく並列動作中の２個の変換器
の出力間に１つの負荷を接続できるであろうか？ この問題に対する解答は肯定的であり新しいプ
ツシユプルスイツチング電力増幅器設計を成功さ
せるための鍵である。こうして第７図の変換器の
２つの負荷を作動（“浮動”）負荷Ｒで置換して第
９図の新しいプツシユプル電力段が得られる。次
に原型である第７図の電力段との比較を行う。
第７図の電力段において２個のスイツチング変
換器は互いの動作に影響をおよぼさず、図示する
ように共に一方向電流（および電力流）を有して
いる。しかしながら第９図のプツシユプル電力段
の場合はこうではない。即ち２つの独立した変換
器段間に負荷を差動（“浮動”）接続することによ
り、その負荷電流ｉは一方の変換器出力で供給さ
れて他方の変換器出力端で吸収され、２個の変換
器に反対電流を流す。例えば第９図の実線で示す
方向の電流ｉに対して、下方の変換器は電流源と
して動作し上方の変換器は電流シンクとなる。出
力電流ｉ（点線）が反対極性であれば２個の変換
器の働きは反対となる。こうしてスイツチS1，S2
はデユーテイ比Ｄに従つて電流（および電力）を
双方向に流せるものでなければならない。即ち下
方の変換器が出すエネルギの一部は負荷によつて
消費され、残りは上方の変換器を介して電源に戻
される。しかしながら双方向電流（および電力
流）の実際のハードウエアは第１０図に示すよう
に第６図のトランジスタ／ダイオード対を使用し
て容易に達成される。新しい増幅器電力段が真の
プツシユプル電力段と呼ばれる理由が今や明白で
あろう。即ち下方の変換器は電流ｉ（およびエネ
ルギ）を負荷にプツシユし上方の変換器はそれを
負荷からプルし、その逆も同じである。
このスイツチング回路のこのハードウエアの便
利な特長は、４個のトランジスタが全て接地され
ており（エミツタ接地）駆動を容易としているこ
とである。更に図示するように各段のnpnおよび
pnpトランジスタは同じPWM駆動源により反対
位相で駆動できる。従つて相当なトランジスタの
ストレージ時間が存在する場合にもトランジスタ
のオン期間の重畳は自動的に避けられる。
更にこの双方向電流構成により非連続導通モー
ドへの移行も避けられ（即ち電力段は常に連続導
通モードで動作する）、前記等式(3)，(4)の仮定が
正当化される。
もう一つの非常に望ましい特長がプツシユプル
接続自体から得られる。即ち電源Vgからの電流ig
は常に ig＝i1−i2 (6) であり、ここでi1，i2は共に正（第１０図の方向）
でありその勾配はインダクタンス値に逆比例す
る。
第１１ｂ図から判るように入力インダクタが第
１０図と同じである時即ち両変換器のL1＝L1の
時、電源からの電流igはリツプルの全然ない直流
のみであるという興味ある状態が得られる。即ち
第１１ａ図に示すようにインダクタ電流i1はある
率で（DTs区間だけ）増加するが他方のインダク
タ電流i2は同じ率で戻りi1の速度増加を供給する。
従つて全体として直流のみが電源から取り出され
る。これは真のプツシユプル構成自体から生じる
望ましい特徴である。２つの入力インダクタが等
しいことによりリツプルを含まない電流Igがバツ
テリから生じる。通常各変換器はリツプル電流を
有し、これらは入力側に不都合に生じるノイズ源
となる。
オリジナルの新しい変換器から第１０図の新し
い電力段を得るために使用されたプツシユプル状
トポロジー、差動負荷および双方向電流スイツチ
構成のこの新しい技術は第１２図の閉ループ増幅
器を得るのに応用できる。フリツプフロツプ２１
の真出力Ｑおよび相補出力を各スイツチング
DC―DC変換器のスイツチングトランジスタQ1，
Q2のベースへ印加されるＡ，Ｂ制御信号に変換
する反転増幅器を有するドライバ２０により２相
制御は達成される。各変換器の２個のトランジス
タは一方がnpn型で他方がpnp型であるため同じ
信号で相補的に駆動することができる。第１２図
の例はオーデイオ増巾器であり、負荷Ｒはスピー
カ２５であり、ドライバ２０を介してフリツプ―
フロツプ２１によつて位相の異なるスイツチング
信号が提供されている。スピーカからのフイード
バツクは増巾器２４のオーデイオ入力に結合され
る、図示されない発生器からランプ波クロツク
（鋸歯状波）が印加される差動増巾器２２を介し
てデユーテイサイクルＤを変化するためにフイー
ドバツク結合される。この構成は試験の結果、広
いオーデイオ帯域に渡つて高忠実度を有し、従来
のPNP及びNPN電力トランジスタを持つ多段プ
ツシユプル出力段を持つ従来の電力増巾器よりも
多くの出力をスピーカに供給することが判明し
た。パルストランジスタQ1とダイオードD1およ
びトランジスタQ2とダイオードD2からなるトラ
ンジスタ−ダイオード対を有する各変換器で達成
された双方向電流機能を達成するために、複雑で
はあるが等価構成を使用することができる。パル
ス幅変調信号がフリツプフロツプ２１をスイツチ
するのに使用される。パルス幅変調信号が制御信
号と鋸歯状波とを比較する比較器２２を使用して
発生される。閉ループ増幅器において差動入力を
有するループ比較器は負荷と比較器２４の両端間
の電圧を増幅するように接続された差動増幅器２
３により構成される。これは第５図のループ比較
器と同じであるが新しい電力段を有しており負荷
Ｒは真のプツシユプルモードで動作している２つ
の電力段の出力電圧値間に浮動接続されている。
プツシユプル状トポロジーのこの同じ新技術は昇
圧もしくはDC―DC昇圧変換器等の既知の他種変
換器にも応用できる。例えば昇圧変換器に基ずき
スイツチング電力増幅器での使用に適した電力段
を第１３ａ図に示す。第１３ｂ図は各々が双方向
電流供給能力と単一電源Vgを有する２つのスイ
ツチングDC―DC変換器３１，３２（図中では
Ｄ／Ｄと表示）からなる電力段に既知の変換器を
使用した閉ループ電力増幅器の一般形をブロツク
図で示している。変換器出力は負荷Ｒの両端間に
接続されており、ドライバ３３を介して２相制御
ユニツト３３によりプツシユプルモードで動作さ
れる。パルス幅変調器３５は差動入力段を有し入
力信号を負荷の両端間の電圧と比較するループ比
較器３６から増幅すべき信号を受信する。差動入
力段は実質的に１以下の総利得を供給して小さな
信号入力と比較するように設計されている。これ
は電圧駆動回路網内の差動入力段の入力における
ポテンシヨメータで構成してループ利得を制御す
ることが望ましい。同様に修正されたDC―DC変
換電力段により第１図の２つの電源方式に較べ単
一電源構成が得られる。しかしながら新しい変換
器に基づいた第１０図の電力段と比較した場合、
いずれの設計もまだ前記した全ての欠点を有して
いる。
本発明の実施に際し最も有利な構成は第１２図
に示すように第１０図の電力段の結合インダクタ
段拡張を使用した時に得られ、それはスピーカ２
５に接続された新しいプツシユプルスイツチング
電力増幅器の閉ループ図を表している。簡単にい
えば２つの各変換器のインダクタL1，L2はｎ＝
Ｋの整合条件で図示するように結合されており、
ここにｎは入出力インダクタの自己インダクタン
スL1，L2の比の平方根でありＫは結合係数であ
る。この整合条件の元で出力電流リツプルはゼロ
に低減され、出力における増幅器スイツチングリ
ツプルを低減するための非常に高いスイツチング
周波数をもはや必要としないため増幅器性能が著
しく改善される。リツプルは全て入力電流i1，i2
へ移されるが前に示したように電源からの電流も
直流のみであるため入出力に直流を有する理想的
DC―DC電力段特性に近ずく。
電流リプルに対するインダクタンス結合の効果
の詳細な解析によると、トランス１次及び２次の
漏洩インダクタンスの比が入力電流リプル、出力
電流リプルの減少度に大きな役割を果たしてい
る。極端な場合に１次漏洩インダクタンスが零に
なると（緊結合トランス）、出力２次電流は零ス
イツチング状態の実質的直流となる。別の極端な
場合で、２つの漏洩インダクタンスが等しくなる
と（通常緩く結合した状態）スイツチング電流リ
プルの減少はトランスの１次及び２次に等しく分
割されて、元の非結合変換器の電流リプルを略々
半分にカツトする。この平衡状態の減少は非結合
構成に関する「程度の低い改良」を表している。
非結合の場合（有効巻線比及び結合係数を密にマ
ツチングさせて得られる）は例えば出力電流リプ
ルの或る程度の減少を可能にするから、これら両
方の効果（緊結合及び緩結合）は実験的に確認も
され、理論的予測とも一致することが示された。
トランスの適当な設計により、入力及び出力の何
れかに於て電流リプルを零（直流電流）に減少出
来る。前述の条件の下で出力で零にするにはｎ＝
ｋとし、入力で零にするにはｎ＝１／ｋとする。
２個の変圧器（結合インダクタンスL1，L2）
が整合条件を満足するように設計されておれば、
前記したように出力に零リツプル電流が得られ出
力濾波コンデンサC2は完全に不必要となる。出
力濾波コンデンサを省くことによりループ利得動
特性は更に単純化されて非常に有利になり（後記
するように実際上単極周波数特性となる）、補償
回路網なしで帰還ループの直接接続が可能となり
更に安定度も増す。また増幅器リツプルを低減す
るための非常に高いスイツチング周波数が不要と
なり更に改善される。従つて第１２図の閉ループ
スイツチング増幅器構成はいくつかの利点を有
し、第５図の従来のDC―DC変換構成と第１２図
の新しいプツシユプルスイツチング電力増幅器と
を比較する時それは一層明白となる。
第１０図の新しい電力段により0.1以下の大き
さのデユーテイ比の変化（逸脱）に対して非常に
低い開ループ高調波歪（１％以上）が達成され、
第８図の利得特性の直線性はデユーテイサイクル
変化が0.4乃至0.6に限定されるときには１％の低
高調波歪を可能とし、0.5付近のデユーテイ比Ｄ
に対して非常に線型な直流利得特性を示唆してい
る。しかしながら２個のインダクタンスの寄生抵
抗を考慮して電力段の最終電圧利得を正確にモデ
ル化する時直流利得特性は更にＤ＝0.5付近で線
型化されるようにみえる。
差動直流特性の非直線性（第８図）および歪に
およぼすその影響を評価するためデユーテイ比Ｄ
はそのゼロ入力動作点Ｄ＝0.5付近で正弦状に変
化するものと仮定する、即ち Ｄ＝0.5＋Ａ sin ωt (7) ここに振幅Ａは｜Ａ｜＜0.5に制限される。
(7)式を(5)式に代入すれば Ｖ（Ａ sin ωt）＝2A sin ωt／0.25−A2sin2ωtVg
(8) これはｔの周期関数であり且つ奇関数であるた
め奇数次フリーリエ級数に分解できる。従つて出
力電圧は基本A1sin ωtの他に奇数高調波を含ん
でいる。これはプツシユプル接続が理想的に対称
的であるとみなされる場合偶数調波が消去される
ために当然予想されることである。第１調波のみ
ならず(8)式の実効値（rms）をも求めることによ
り全高調波歪が得られる。非常に複雑な積分を行
つて全高調波歪を次のように解析的に求めること
ができる。
(9)式は全高調波歪が振幅Ａの増加と共に非常に
急速に増加することを示している。帰還ループが
第１２図に示すように閉じている時高調波歪は１
桁程度低減されるが、電力段のみに対する開ルー
プ歪をできるだけ低く保つことが望ましい。実際
上これはデユーテイ比逸脱の大きさ（Ａ sin
ωt）を0.1以下に保つことにより達成される。こ
うして開ループ全高調波歪は１％以下となり、そ
れ自体開ループ応用において極めて低歪とみなさ
れる。0.2程度の高いデユーテイ比逸脱でも4.36
％の全高調波歪を許容できる応用例もある。
0.1以下のＡデユーテイ比逸脱（もしくは適切
な最適化により後記するように0.2まで拡張でき
る）まで振幅変動を制限することは最初極めて制
約的にみえるが決してそうではない。即ち0.1に
等しいＡのデユーテイ比逸脱に対してはＶ／Vg
＝0.83の直流利得差が得られ、0.12のＡのデユー
テイ比逸脱に対しては直流利得はＶ／Vg＝1.02と
なる。こうして入力給電圧Vg＝24Vと0.12に等し
いＡのデユーテイ比逸脱に対して24Vを僅かに越
える大きさの正弦出力電圧が得られる。同じ電源
Vg＝24Vを有する電力段（第４図および第５図）
に基いた比較可能スイツチング電力増幅器は0.5
に等しい全範囲のＡのデユーテイ比逸脱に堪えて
同じ大きさの正弦出力電圧を出さなければならな
い。こうして新しい電力段（第９図および第１０
図）の非線型直流利得特性によるＡのデユーテイ
比逸脱の制約された範囲の変動はその高利得によ
り大部分相殺される。例えばＤ＝0.5の時の直流
利得特性の勾配は新しい電力段（第１０図）では
８であるが、従来技術（第３図）では２にすぎな
い。従つて４：１の利得増加により所与の電力値
に必要なデユーテイ比逸脱の比例低減が可能とな
る。事実この電力段は0.12以上のＡのデユーテイ
比逸脱に対して入力電圧のステツプアツプが可能
であるという利点を有しており、第３図の電力段
はステツプダウン性能しか有していない。従つて
新しい電力段１０は同じ負荷電力条件に対して従
来技術（第３図）よりも低い給電電圧で満足に動
作することができる。
0.2以下のＡのデユーテイ比逸脱によつて決る
制限低歪範囲を速く求めるために、(9)式は二次
（パラボリツク）従属により次のように近似され
る。
Ad／A1A2 (10) (10)式で得られる比較的低歪により直流利得特性
の線型性を詳細に調べるきつかけと更に改善する
手段とが得られる。
こうして制限されたデユーテイ比逸脱（Ａ＜
0.1）に対して極めて低い（＜１％）高調波歪が
示される。第８図に示すようにこれはＤ＝0.5付
近の非常に線型な直流利得特性を示唆する。しか
しながら２個のインダクタンスの寄生抵抗を考慮
して電力段の最終電圧利得をより正確にモデル化
する時、直流利得特性はＤ＝0.5付近で更に線型
化されるようにみえる。電力段変換器（第１２
図）の結合インダクタL1，L2の寄生抵抗RL1，
RL2が直流電圧利得および効率におよぼす影響は
次式で与えられる。
Ｖ／Vg＝Ｄ／D′〔１／１＋α1（Ｄ／D′）2＋α2〕 −D′／Ｄ〔１／１＋α1（D′／Ｄ）2＋α2〕 (11) ここに α1＝△ ＝Rl1／Ｒ・α2△ ＝Rl2／Ｒ でありＲは負荷抵抗である。
第１２図の回路を最適化するには(11)式で与えら
れる直流利得差特性がＤ＝0.5の動作点付近で最
大に最適化されるようなパラメータα1，α2を見つ
けるだけでよい。これから最適基準が得られる。
α1＝（７−４√３）（１＋α2） (13) こうして(13)式から所与のα2に対するα1の最適
値を選定することができる。しかしながら効率上
の理由からα2は通常非常に小さく（α2≪１）従つ
てα2はほとんど無視することができα2≪１に対し
てα1は0.0718となる。８オーム負荷に対する入力
インダクタL1の寄生抵抗Rl1の最適値は0.58オー
ムである。
前記最適基準を満足するようにα1，α2を選定す
れば第１４図のグラフに示すように直流利得曲線
は振幅Ａの最も広い範囲にわたつて最大線型化さ
れる。理想直流利得曲線（寄生抵抗なし）と比較
すればＡ＜0.2に対して最適直流利得曲線はほと
んど完全に線型となることが判る。
第１２図の閉ループ構成ではプツシユプルスイ
ツチングオーデイオ増幅器は最適設計されている
が、第１５図の構成では寄生抵抗Rp＝0.53Ω、コ
ンデンサの容量は180μF、結合インダクタパラメ
ータは L1＝138.5μH Le△ ＝L2−L1＝37.5μH である。
npnトランジスタはGE D44H10であり pnpトランジスタはGE D45H10である。
全てのスイツチングダイオードはIN3883であ
り図示するようにBakerクランプの修正において
D20026型ドライバの出力を11Ω抵抗器４１，４
２を介してスイツチングトランジスタおよびダイ
オードに結合するためにIN914型付加ダイオード
D3―D6を使用してトランジスタスイツチング時
間を改善した。この回路を負荷Ｒに対して８Ω抵
抗でテストした。選定供給電圧Vg＝25Vおよび0.1
以下に制限されたデユーテイ比逸脱（開ループ歪
を非常に低く保つためにＡ＜0.1）に対して最大
出力電圧はおよそ25Vでありおよそ40ワツトの正
弦状オーデイオ電力が得られた。使用したスイツ
チング周波数はs＝80KHzであつた。
最初に電力段自体についていくつかの実験と測
定を行い続いていくつかの開ループ直流および交
流利得測定を行つた。最初の実験で直流出力差電
圧対電力スイツチのデユーテイ比の直接測定によ
り第１４図の直流利得特性を得た。結合インダク
タの寄生抵抗はRe1＝Re2＝0.04Ωであり、第１４
図の理想利得特性に非常に近い特性が測定され
た。次にRp＝0.53Ωの抵抗を入力インダクタに直
列に付加して（即ち入力インダクタの寄生抵抗に
付加して）、８Ω負荷に対する0.58Ωの理論（理
想）値に非常に近い0.57Ωの全体最適入力抵抗値
を得た。第１４図で予想されたように測定された
直流利得特性の線型性は大幅に改善された。しか
しながら低い供給電圧（Vg＝10V以下）の時は低
出力電圧（デユーテイ比は0.5に近い）に対して
線型特性からの逸脱がみられた。これは第１４図
で考慮しなかつたトランジスタ飽和電圧およびダ
イオード順方向電圧降下に帰因するものである。
高出力電圧および高入力供給電圧の時これらの影
響は無視することができ、第１４図の最適線型曲
線に近ずく。
次の実験では全体開ループ直流利得線型性（勾
配の非線型性および他の非線型源を含む）を測定
した。開ループで動作したままで直流小信号入力
をオーデイオ信号入力として注入して負荷の両端
間の出力電圧を測定し第１６図の開ループ直流利
得特性を得た。第１６図から判るように比較的良
好な全体線型性が得られた。もちろんこの測定は
電力段の最適直流利得特性で行われRp＝0.53Ωも
含まれた。
次に定常状態（直流）動作点Ｄ＝0.5における
（交流）小信号周波数動特性（ループ利得）の測
定を行つた。より精巧な一般的注入法を使用して
帰還ループを断路することなくループ利得測定を
行うこともできたが、直流ループ利得を比較的低
く（28db）設計し電力段出力における帰還回路
網のローデイング効果を無視できるようにした結
果出力において帰還ループを断路することができ
た。次に増幅器２３の入力に交流信号を注入して
ループ利得Ｔを測定し、電力段の交流出力差電圧
を測定した。
最初の測定で外部付加抵抗Rp＝0.53Ωを除去
（短絡）した。第１７図に点線で示した測定ルー
プ利得周波数特性は理論的に予想した特性と非常
に良く一致している。第１７図の対応する最小位
相特性からインダクタの小さな固有寄生抵抗でも
実際のゼロは左半分面にあることに注意して欲し
い。最適値に近い入力抵抗（0.57Ω）で同じ測定
を繰返して第１７図に実線で示す周波数を測定し
た。この周波数特性も理論的に予想したとおりで
あつた、即ちRl1＝0.58Ωの入力抵抗により実際
のゼロ計算値z＝933Hzが得られた。寄生抵抗Rp
を含めても複素極はあまり影響をうけないので、
それらはおよそc500Hzで生じる。従つて単極
とこのゼロがほぼ相殺され第１７図に実線で示す
ように実際的な単極周波数が測定された。高周波
極〓p＝34KHzはs／２（40KHz）に近く周波数特
性におよぼす影響は無視できることに注意して欲
しい。
最後に入力電圧Vgを再びVg＝25Vに高めた結果
直流ループ利得が僅かに増加した。第１８図に示
す測定ループ利得はちようど20KHzにおいてクロ
スオーバは0dbであつた。こうして帰還ループを
閉じた時第１９図に示す20KHz帯域幅の閉ループ
利得が測定された。何の補償もなしに帰還ループ
を閉じたが、高安定度と73゜の位相余裕が得られ
た。低周波（20Hz）における閉ループ利得ロール
オフはオーデイオ信号入力（第１２図には図示せ
ず）における1μF結合コンデンサによるものであ
つた。
「発明の効果」 要約すると新しい電力増幅器のより重要な利点
は、 １ 単一給電でよい。
２ 基本電力段により低（10〜15V）から高
（110V）までの広範な供給電圧を使用できる。
（従つて同じ出力電力に対して従来の変換器よ
りも低い供給電圧で動作できる。） ３ 入力波器が不要。（事実電源からの電流は
指定直流基準電圧に対してリツプルを有しな
い。） ４ プツシユプル構成内のトランジスタは全て接
地されており（エミツタ接地）、最も簡単で容
易に駆動することができる。
５ 単一電源で駆動される相補npnおよびpnpト
ランジスタを使用することによりトランジスタ
のオン状態の重畳を自動的に防止できる。
６ 非常に良好な直流利得直線性（最適設計に対
する）により開ループ歪が低減される。
７ 図示してはいないが必要ならば前記出願に公
開された技術を直接使用することにより直流分
離も容易に導入することができる。
これら全ての利点が第１０図の構成の新しい交
換器で得られるが、更に第１２図の結合インダク
タによる改良により次の利点も得られる。
１ 整合条件（ｎ＝ｋ）に近ずく時低出力リツプ
ル（従つて低出力電圧リツプル）により出力コ
ンデンサが完全に不要となり、増幅器の複雑さ
を緩和して小型軽量とする。ゼロ出力電流リツ
プルを達成することもできる。
２ 大幅に改善されたループ利得周波数特性によ
り補償なしに直接帰還ループを閉じることがで
きる。
３ ２個のインダクタを２個のコアではなく１個
のコアに搭載した結合インダクタを使用して更
に複雑さを緩和できる。
４ スイツチング周波数sに余分な条件をつけず
に広い増幅器帯域幅が得られる。
本発明の特定実施例について図示説明してきた
が、修正特に材料の選定等が可能なことが本技術
に習熟した人には容易に判るであろう。例えば前
記出願に記載してあるようにVMOSスイツチを
使用することもできる。更に浮動駆動回路を有す
るコンデンサの両側のnpnトランジスタである擬
相補トランジスタの使用や双方向電子スイツチ即
ち両方向へ電力を流せるスイツチを得るための他
の構成等の他のスイツチ構成も本技術に習熟した
人なら思いつけるであろう。従つて特許請求の範
囲にはこれらの修正も含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
第１図は両極性の出力電圧を有する従来のDC
―DC変換器の回路図、第２図は第１図の電力段
の直流電圧利得のグラフ、第３図は第１図の変換
器の実際の回路図、第４図は開ループで動作中の
第３図のスイツチング電力増幅器の回路図、第５
図は閉ループで動作中の第３図のスイツチング電
力増幅器の回路図、第６図は双方向に電流を流し
得る新しい変換器の回路図、第７図は単一給電源
でタンデム（並列）動作中の２個の新しい変換器
（第６図）の回路図、第８図は第７図の電力段の
電圧利得Ｖ／Vgのグラフ、第９図は新しいプツ
シユプル電力段の回路図、第１０図は第９図の新
しい電力段の回路図、第１１ａ図、第１１ｂ図は
第１０図の電力段の入力電流および電源電流を示
すグラフ、第１２図は結合インダクタを有し閉ル
ープで新しいプツシユプル電力増幅器を提供する
第１０図の新しい電力段の回路図、第１３ａ図は
新しいプツシユプル電力段の昇圧変換器の回路
図、第１３ｂ図はこのようなプツシユプル電力段
もしくは他の等価プツシユプル電力段を使用した
閉ループ増幅器のブロツク図、第１４図は第１０
図の電力段の最適且つ理想的直流利得転送特性を
示すグラフ、第１５図は第１２図の構成に設計さ
れたオーデイオ増幅器からのプツシユプル電力
段、第１６図は第１５図の電力段の開ループ直流
利得特性、第１７図は第１５図の電力段を有する
第１２図のプツシユプル電力増幅器のループ利得
周波数特性におよぼす入力抵抗値の効果を示すグ
ラフ、第１８図は第１５図の電力段を有する第１
２図のプツシユプル電力増幅器の実験によるルー
プ利得特性を示すグラフ、第１９図は第１５図の
電力段を有する第１２図のプツシユプル電力増幅
器の閉ループ利得を示すグラフである。 参照符号の説明、１０，１２，２２，２４…比
較器、１１，２０，３３…ドライバ、２１…フリ
ツプフロツプ、２３…差動増幅器、２５…スピー
カ、３１，３２…DC―DC変換器、３５…パルス
幅変調器、３６…ループ比較器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 負荷へ出力電圧を発生するスイツチング電力
    増巾器において、前記スイツチング電力増巾器
    は、 両出力端子が前記負荷の両端にそれぞれ接続さ
    れ正端子及び負端子を持つ単一の直流電源により
    プツシユプルモードで並列動作を行う２個のDC
    ―DC変換器を有し、各変換器は入力インダクタ
    ンス及び出力インダクタンス及びこれらインダク
    タンスの間に直列に接続されたコンデンサを有
    し、更に前記入力インダクタンスと前記コンデン
    サとの接続点および前記コンデンサと前記出力イ
    ンダクタンスとの接続点を交互に前記電源の何れ
    か一方の所定端子へ接続する双方向対称スイツチ
    ング装置を有し、 前記スイツチング電力増巾器は、また前記２個
    の変換器の両方のスイツチング装置を位相をずら
    せて動作させる制御装置を有し、一方のスイツチ
    ング装置が一方の変換器の前記入力インダクタン
    スと前記コンデンサとの接続点を前記電源の前記
    所定端子へ接続する時、他方のスイツチング装置
    は他方の変換器の前記出力インダクタンスと前記
    コンデンサとの接続点を前記電源の前記所定端子
    へ接続し、これにより、一方の変換器においては
    前記電源から前記コンデンサ及び前記スイツチン
    グ装置を通る電気回路が形成されて充電電流を流
    し、他方の変換器の前記コンデンサから前記両方
    のスイツチング装置及び前記負荷を通る電気回路
    が形成されて放電電流を流すスイツチング電力増
    巾器。 ２ 特許請求の範囲、第１項記載のスイツチング
    電力増巾器において、前記制御装置は前記変換器
    の前記スイツチング装置の周期的動作を相補的に
    変えて前記スイツチング装置の一方のスイツチデ
    ユーテイ比Ｄと前記スイツチング装置の他方のス
    イツチデユーテイ比D′とを制御し、１より大き
    いかあるいは小さい利得Ｖ／Vg＝（Ｄ―D′）／
    DD′と出力電圧の所望の極性変化とを可能とする
    スイツチング電力増巾器。 ３ 特許請求の範囲第１項記載のスイツチング電
    力増巾器において、一方の変換器の前記スイツチ
    ング装置は前記入力インダクタンスと前記コンデ
    ンサとの接続点を前記電源の負極側へ接続する
    npnトランジスタと、前記出力インダクタンスと
    前記コンデンサとの接続点を前記負極側へ接続す
    る第１ダイオードとを有し、他方の変換器の前記
    スイツチング装置は前記出力インダクタンスと前
    記コンデンサとの接続点を前記負極側へ接続する
    pnpトランジスタと、前記入力インダクタンスと
    前記コンデンサとの接続点を前記負極側へ接続す
    る第２ダイオードとを有し、さらに前記制御装置
    は一方の変換器の前記トランジスタを交互にオン
    として前記電源から前記負荷へ電力を転送し他方
    の変換器の前記トランジスタを相補的に交互にオ
    ンとして前記２個のDC―DC変換器のプツシユプ
    ル動作を行う装置とを有するスイツチング電力増
    巾器。 ４ 特許請求の範囲第３項記載のスイツチング電
    力増巾器において、各トランジスタはエミツタ接
    地構成に接続されていて単一ドライバで駆動で
    き、前記２個の変換器の前記トランジスタの相補
    駆動をする２進信号Ｑと２進相補信号信号を発
    生する２相制御信号発生器を前記制御装置は有
    し、前記npnおよびpnpトランジスタは交互にオ
    ンされて前記トランジスタのオン状態の重畳が自
    動的に防止されるスイツチング電力増巾器。 ５ 特許請求の範囲第１項記載のスイツチング電
    力増巾器において、前記各変換器は前記電源を前
    記入力インダクタンスへ接続する別々の抵抗器を
    有し、両抵抗器は最適線形直流利得転送特性を得
    るように選定されているスイツチング電力増巾
    器。 ６ 特許請求の範囲第５項記載のスイツチング電
    力増巾器において、最適直流利得転送特性の規準
    は次式で与えられ α1＝（７−４√３）（１＋α2） ここに α1△ ＝Rl1／Ｒ，α2△ ＝Rl2／Ｒ Ｒは負荷抵抗値、 Rl1は前記入力インダクタンスの所要 寄生抵抗値 Rl2は前記出力インダクタンスの所要 寄生抵抗値であるスイツチング電力増巾器。 ７ 特許請求の範囲第６項記載のスイツチング電
    力増巾器において、a2は非常に小さくa1に対して
    影響を及ばさずa1は0.0718に等しくされ、前記入
    力インダクタンスを前記電源に接続する前記抵抗
    の値は前記負荷の実際の寄生抵抗値に加算されて
    実際の寄生抵抗値を前記負荷の抵抗値の0.0718倍
    に等しくするように選定されているスイツチング
    電力増巾器。 ８ 特許請求の範囲第１項又は第６項記載のスイ
    ツチング電力増巾器において、各変換器の前記入
    力インダクタンス及び出力インダクタンスは一つ
    のコア上で結合されていてｎ＝Ｋの条件に設計さ
    れた変圧器を形成しており、Ｋは結合係数であり
    ｎは前記入、出力インダクタンスの各自己インダ
    クタンスL1，L2の比の平方根に等しくゼロ出力
    電流リツプルとなるように結合されているスイツ
    チング電力増巾器。 ９ 特許請求の範囲第１項又は第８項記載のスイ
    ツチング電力増巾器において、前記２個のDC―
    DC変換器の前記入力インダクタンスは概略又は
    実質的に等しく、前記電源からの電流リツプルが
    実質的に低減されるスイツチング電力増巾器。 １０ 特許請求の範囲第９項記載のスイツチング
    電力増巾器において、前記２個のDC―DC変換器
    の前記入力インダクタンスは等しく前記電源から
    の電流リツプルがゼロに低減されるスイツチング
    電力増巾器。 １１ 特許請求の範囲第２項記載のスイツチング
    電力増巾器において、前記制御装置は制御信号の
    振幅に応答し、前記負荷への電源の前記デユーテ
    イ比制御出力が前記制御信号に比例する開ループ
    電力増幅器を提供するスイツチング電力増巾器。 １２ 特許請求の範囲第１１項記載のスイツチン
    グ電力増巾器において、前記制御装置は入力信号
    を受信して前記負荷の両端間の電圧の振幅と前記
    入力信号との差の関数として前記制御信号を発生
    する装置とを有し、閉ループ電力増巾器を提供す
    るスイツチング電力増巾器。 １３ 特許請求の範囲第１２項記載のスイツチン
    グ電力増巾器において、各変換器の前記入出力イ
    ンダクタンスは一つのコア上で結合されていてｎ
    ＝Ｋの条件で設計された変圧器を形成しており、
    ここにＫは結合係数でありｎは前記入、出力イン
    ダクタンスの各自己インダクタンスL1，L2の比
    の平方根に等しく出力電流リツプルがゼロとなる
    ように結合されているスイツチング電力増巾器。
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