JP7818809B2 - Ｄｃｄｃコンバータ、及び直流電力供給装置 - Google Patents

Ｄｃｄｃコンバータ、及び直流電力供給装置

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Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータ、及びそれを用いた直流電力供給装置に関するものである。
特許第５０２８５２５号公報（特許文献１）には、太陽電池のような電流源からの入力電圧を、直流／直流変換（ＤＣＤＣ変換）するＤＣＤＣコンバータが提案されている。このＤＣＤＣコンバータは、太陽電池に直列接続されるインバータ回路を有する。インバータ回路は、第１、第２の単相インバータの交流側を直列接続して構成される。各単相インバータは、半導体スイッチ素子およびコンデンサから構成される。インバータ回路の後段には短絡用スイッチと、整流ダイオード及び平滑コンデンサとが接続される。ＤＣＤＣコンバータは、インバータ回路を制御して、太陽電池の直流電源の電圧に、第１、第２の単相インバータの各コンデンサの電圧を重畳させ、平滑コンデンサに所望の電圧を出力する。このＤＣＤＣコンバータは、インバータ回路のコンデンサの充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを要しない。
特開２０１１－１１４９６４号公報（特許文献２）には、特許文献１と同様の構成のＤＣＤＣにおいて、直流電源の電圧に応じて複数の制御モードを切り替えると共に、平滑コンデンサの電圧が所望の出力電圧に追従する速度を緩やかに調整することが記載されている。
特許第５０２８５２５号公報 特開２０１１－１１４９６４号公報
ＤＣＤＣコンバータでは、一般に、リアクトルにより電流を平滑することが行われる。リアクトルは重量が大きい。そのため、例えば、電動航空機用のように軽量化が求められる場合、容量の大きいリアクトルを有するＤＣＤＣコンバータは採用しづらい。上記特許文献１及び２の発明では、電流平滑用のリアクトルが不要となり、装置の小型化が可能とされている。これらの発明は、電源に太陽電池を用いたものである。太陽電池は電流源であるため、インバータのコンデンサの電圧が、誤差により、所定の値から少しずれてしまっても、回路内に大きな電流が流れることはない。
上記従来のＤＣＤＣコンバータを、電圧源に適用した場合、インバータの電圧が所定の値から、誤差により、わずかにずれるだけで回路中に起電力が発生し、無視できない電流が流れてしまうという課題があることに発明者は気づいた。この対策として、電流を抑えるために高インダクタンスのリアクトルを挿入すると、軽量化を阻害するという状況に陥る。
そこで、本発明は、電圧源に適用した場合でも低インダクタンスで構成できるスイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータを提供することを目的とする。
本発明の実施形態におけるＤＣＤＣコンバータは、直流の電圧源に直列に接続されるリアクトルと、前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを少なくとも１つ含むインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、前記電圧源の電力で前記ビットインバータのコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記電圧源の電圧と前記コンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備える。前記制御部は、上記ビットインバータのコンデンサの電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記コンデンサの充電期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電期間をフィードバック制御する。
本発明によれば、電圧源に適用した場合でも低インダクタンスで構成できるスイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータを提供できる。
本発明の実施形態におけるＤＣＤＣコンバータの構成例を示す図。 図１に示すＤＣＤＣコンバータ１の動作例を説明するための図。 ＤＣＤＣコンバータの目標値の設定例を示す表。 制御部によるフィードバック制御の例を示す図。 制御部によるフィードバック制御の他の例を示す図。 制御部によるフィードバック制御の他の例を示す図。 制御部によるフィードバック制御の他の例を示す図。 制御部によるフィードバック制御の他の例を示す図。 図４の例に目標値のフィードバック制御を加えた処理例を示す図。 図９のフィードバック制御をした場合の電圧及び電流の波形の例を示す図 充電期間の始点と終点の電流の差を説明するための図 ＤＣＤＣコンバータの電流及び電圧の波形のシミュレーション結果を示すグラフ ＤＣＤＣコンバータの初期充電時の過大電流の例を示す図 制限回路が生成する制限用パルスの例を示す図 本発明の実施形態における直流電力供給装置の構成例を示す図 発電機の角周波数と出力電圧の関係の例を示すグラフ 発電機の出力電圧の変動に対する、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣ、Ｍ＿ＡＣＤＣの設定例を示すグラフ ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路の動作例を示すフローチャート ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路の他の動作例を説明するための図 本発明の実施形態における直流電力供給装置の他の構成例を示す図
本発明の実施形態におけるＤＣＤＣコンバータは、直流の電圧源に直列に接続されるリアクトルと、前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを少なくとも１つ含むインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、前記電圧源の電力で前記ビットインバータのコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記電圧源の電圧と前記コンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備える。前記制御部は、上記ビットインバータのコンデンサの電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記コンデンサの充電期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電期間をフィードバック制御する。
上記構成のＤＣＤＣコンバータでは、充電モードにおいて、ビットインバータのブリッジ回路が電圧源に対するコンデンサの接続の向きを切り替えることで、ビットインバータのコンデンサを目標値の電圧に充電する。放電モードでは、短絡スイッチが切り替わることにより、ビットインバータコンデンサに充電された電圧と、電圧源の電圧が重畳されて平滑コンデンサへ出力される。制御部は、充電モードと放電モードを所定の周期で繰り返す。これにより、電圧源の電圧は、所望の電圧に変換されて出力される。制御部は、ビットインバータによる充電期間を制御してコンデンサの電圧を目標値にする。この際に、制御部は、上記ビットインバータのコンデンサの電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記コンデンサの充電の期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電の期間をフィードバック制御する。これにより、コンデンサの電圧と目標値との誤差が小さくなる。そのため、コンデンサの電圧のずれによる起電力が低減され、過電流の発生が抑制される。その結果、過電流の防止するためのリアクトルのインダクタンスを低くすることができる。すなわち、電圧源に適用した場合でも低インダクタンスで構成可能なスイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータが実現できる。
なお、電圧源は、負荷の大きさが変動しても略一定の電圧を供給する電源である。電圧源の電流は、接続される負荷によって変化する。一方、電流源は、負荷の大きさが変動しても略一定の電流を供給する電源である。電流源の電圧は、接続される負荷によって変化する。
前記制御部は、前記コンデンサの電圧が前記目標値より小さい場合、前記充電期間を拡大する、もしくは前記放電期間を短くするようフィードバック制御してもよい。これにより、フィードバック制御を効率よく実行できる。
前記インバータ回路は、複数の前記ビットインバータを備えてもよい。この場合、前記複数のビットインバータのコンデンサの電圧の目標値は、互いに異なっていてもよい。複数のビットインバータの電圧の異なる目標値を組み合わせることで、電圧源から入力される電圧に対する出力電圧の比率を種々に設定できる。
本発明の実施形態におけるＤＣＤＣコンバータは、直流の電圧源に直列に接続されるリアクトルと、前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを少なくとも１つ含むインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、ビットインバータからの出力を平滑する平滑コンデンサと、前記電圧源の電力で前記ビットインバータのコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記電圧源の電圧と前記コンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、所定の制限対象期間において上記短絡スイッチの導通時間を制限する制限回路を備える。前記制限回路は、前記制限対象期間において、段階的に制限時間を短くして制限を解放する。
上記構成のＤＣＤＣコンバータは、制限回路を備える。制御回路により、リアクトルを流れる電流が増加する動作をする期間を、制限対象期間として、電流の増加を緩和することができる。これにより、リアクトルに過大な電流が流れるのを防ぐことができる。その結果、過電流の防止するためのリアクトルのインダクタンスを低くすることができる。すなわち、電圧源に適用した場合でも低インダクタンスで構成可能なスイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータが実現できる。
前記制限回路は、前記充電モードの充電期間及び前記放電モードの放電期間を制御するパルス幅よりも短い時間だけ前記短絡スイッチの導通を許可する動作により、前記導通時間を制限してもよい。これにより、充電モード及び放電モードを周期的に繰り返す動作において、制限対象期間を設けて、動作中の電流の増加を緩和することができる。
前記制限対象期間は、ＤＣＤＣコンバータが定常に達するまでの過渡期間の少なくとも一部に設定されてもよい。これにより、電流の急な増加が見込まれる期間を制限対象期間とすることができる。
前記過渡期間は、前記コンデンサを初期充電する期間、及び、前記コンデンサの前記目標値が変更された場合の移行期間の少なくとも一方を含んでもよい。コンデンサの初期充電期間、及び、目標値を変更した場合（例えば、昇圧比を変更した場合）の移行期間には、電流が急激に増加する。これらの期間を制限対象期間とすることで、電流の増加を効率よく緩和できる。
前記制御部は、前記充電モードにおける最長の充電期間又は前記放電モードにおける最長の放電期間の始点と終点の前記電圧源の電流の差を小さくするように前記コンデンサの目標値をフィードバック制御してもよい。
ビットインバータのコンデンサの目標値は、理想条件の値とされることが多い。電圧源、リアクトル及びビットインバータのコンデンサを含むループ回路は、配線抵抗その他の微妙な要素によって理想条件からずれる。これにより、電圧源からリアクトルへ流れる電流には、リップル成分が生じる。上記構成では、制御部は、充電モード及び放電モードの周期において、最も長い充電期間又は放電期間の始点と終点の電圧源の電流の差を検出し、この差が小さくなるようビットインバータのコンデンサの目標値をフィードバック制御できる。これにより、微妙な要素によって生じるリアクトルの両端の平均電圧の誤差を小さくできる。すなわち、リアクトルに流れる電流のリップル成分を低減できる。その結果、リアクトルのインダクタンスをより低くすることができる。
制御部は、例えば、充電期間又は放電期間の始点より終点の方が電圧源の電流が大きい場合は、目標値を大きくし、始点より終点が電圧源の電流が小さい場合は、目標値を低くするよう、フィードバック制御をしてもよい。これにより、効率よく、リップル成分を低減できる。また、制御部は、前記充電モードにおける最長の充電期間又は前記放電モードにおける最長の放電期間の始点と終点における前記電圧源の電流が同じになるよう、前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することができる。ここで始点と終点の電圧源の電流が同じである態様には、両者が厳密に同じ場合の他、リップル成分低減の観点から無視できる程度に誤差がある場合も含まれる。
上記電圧源は、一例として、発電機と、発電機の出力電圧を直流に変換して出力するＡＣＤＣコンバータで構成されてもよい。
発明者は、スイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータを、出力電圧が変動する発電機の後段に設けることで、変動の小さい直流電圧を出力できる直流電力供給装置を、低インダクタンスで、構成できることを見出した。そのような直流電力供給装置も本発明の実施形態に含まれる。
本発明の実施形態における直流電力供給装置は、発電機の出力電圧を直流に変換するＡＣＤＣコンバータと、前記ＡＣＤＣコンバータの後段に接続されるＤＣＤＣコンバータと、を備える。前記ＤＣＤＣコンバータは、
前記ＡＣＤＣコンバータに直列に接続されるリアクトルと、
前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを少なくとも１つ含むインバータ回路と、
前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記ＡＣＤＣコンバータの電力で前記ビットインバータのコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記ＡＣＤＣコンバータの出力電圧と前記コンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、
前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備える。
前記制御部は、前記発電機の角周波数又は出力電圧に応じて、前記充電モードの前記目標値を変化させることにより、前記ＤＣＤＣコンバータの昇圧率を変化させる。
上記構成の直流電力供給装置において、発電機の出力電圧を直流に変換するＡＣＤＣコンバータの後段に、リアクトルを介してスイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータが接続される。ＤＣＤＣコンバータの制御部が、発電機の角周波数又は出力電圧に応じて、ビットインバータのコンデンサの電圧の目標値とビットインバータの動作モードを変化させることで、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率を変化させる。これにより、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率は低くても、発電機の出力電圧の変動に対応して、ＤＣＤＣコンバータで昇圧することができる。そのため、変動の少ない直流電圧の出力が可能になる。また、スイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータにより昇圧する構成のため、例えば、昇圧チョッパ回路で昇圧する構成に比べて、リアクトルを小さくすることができる。その結果、変動の小さい直流電圧を出力できる直流電力供給装置を、低インダクタンスで、構成できる。
制御部は、例えば、発電機の出力電圧又は角周波数が下がると、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率が上がるように、ビットインバータのコンデンサの電圧の目標値を変化させてもよい。制御部は、例えば、発電機の出力電圧又は角周波数に応じて、充電モードにおけるビットインバータのコンデンサの電圧の目標値を変化させ、この目標値に対応するようビットインバータの動作モードを変化させることで、発電機の出力電圧の変動に応じて昇圧率を切り替えることができる。ビットインバータの動作モードは、例えば、ブリッジ回路のスイッチを制御する制御信号のパターンによって制御される。
発電機は、例えば、角周波数に応じて出力電圧が変動する発電機である。角周波数に応じて出力電圧が変動する発電機は、例えば、永久磁石式同期発電機であってもよい。永久磁石式同期発電機は、界磁磁束を永久磁石により発生させる。そのため、永久磁石式同期発電機は、軽量かつ高効率となる。永久磁石式同期発電機は、界磁磁束の大きさが一定である。そのため、永久磁石式同期発電機において、発電機巻線に誘導される起電力は、回転数により決まる角周波数に比例する。永久磁石式同期発電機の出力電圧は、角周波数に応じて変動する。このような永久磁石式同期発電機に、上記直流電力供給装置を接続することで、発電機の出力電圧を、電圧が一定に近い直流電力に変換することができる。直流電力供給装置は、低インダクタンスで構成できる。そのため、軽量且つ高効率の永久磁石式同期発電機と直流電力供給装置の組み合わせにより、全体として、軽量且つ高効率な直流発電システムを構築できる。
発電機の角周波数は、発電機の回転速度を表す値である。発電機の角周波数は、厳密な意味での角周波数に限れない。例えば、発電機の回転周波数、回転周期、その他の発電機の回転速度を表す値も、発電機の角周波数と見なす。
前記直流電力供給装置は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に近づけるように、前記ＡＣＤＣコンバータの昇圧率を制御するＡＣＤＣコンバータ制御部をさらに備えてもよい。これにより、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率に加えて、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率が制御される。そのため、発電機の出力電圧の変動に対して、より細かく追随して直流出力電圧を一定に近づけることができる。また、スイッチドキャパシタを用いたＤＣＤＣコンバータ及びＡＣＤＣコンバータの双方の昇圧率を、発電機の出力電圧又は角周波数に基づいて制御することで、変動の小さい直流電圧を出力できる直流電力供給装置を、低インダクタンスで、構成することがより容易になる。
ＡＣＤＣコンバータ制御部は、例えば、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率又はＤＣＤＣコンバータの出力電圧に応じてＡＣＤＣコンバータの昇圧率を制御してもよい。これにより、効率よく、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を一定に近づけることができる。
前記ＡＣＤＣコンバータ制御部による前記ＡＣＤＣコンバータの昇圧率の制御範囲は、前記制御部による前記ＤＣＤＣコンバータの昇圧率の制御範囲より小さく設定されてもよい。これにより、ＡＣＤＣコンバータのリアクトルの大型化を抑制できる。そのため、軽量化がより容易になる。
前記制御部は、上記ビットインバータのコンデンサの電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記コンデンサの充電期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電期間をフィードバック制御してもよい。このフィードバック制御により、コンデンサの電圧と目標値との誤差が小さくなる。そのため、コンデンサの電圧のずれによる起電力が低減され、過電流の発生が抑制される。その結果、リアクトルのインダクタンスをより低くすることができる。
前記ＤＣＤＣコンバータは、所定の制限対象期間において上記短絡スイッチの導通時間を制限する制限回路を備えてもよい。前記制限回路は、前記制限対象期間において、段階的に制限時間を短くして制限を解放してもよい。制御回路により、リアクトルを流れる電流が増加する動作をする期間を、制限対象期間として、電流の増加を緩和することができる。これにより、リアクトルに過大な電流が流れるのを防ぐことができる。その結果、リアクトルのインダクタンスをより低くすることができる。
（ＤＣＤＣコンバータの構成例）
図１は、本発明の実施形態におけるＤＣＤＣコンバータの構成例を示す図である。ＤＣＤＣコンバータ１は、直流の電圧源３の電圧を入力し、変換して直流の電圧を出力する。ＤＣＤＣコンバータ１は、スイッチドキャパシタの階調制御動作によって電圧を変換する。ＤＣＤＣコンバータ１は、リアクトル４、インバータ回路２０、平滑コンデンサＣａ、短絡スイッチＳ４、及び、制御部５を備える。リアクトル４は、電圧源３とインバータ回路２０の間に接続される。平滑コンデンサＣａは、インバータ回路２０の後段すなわち出力端子に接続される。短絡スイッチＳ４は、インバータ回路の後段すなわち出力端子と、電圧源３のマイナス端子の間に接続される。
インバータ回路２０は、複数のビットインバータ２０ａ、２０ｂを含む。各ビットインバータ２０ａ、２０ｂは、ブリッジ回路と、コンデンサＣ１、Ｃ２を有する。ブリッジ回路は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧源３に対する接続の向きを切り替えるスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３を有する。すなわち、ブリッジ回路のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３により、電圧源３の電圧によりコンデンサＣ１、Ｃ２に流れる電流の向きが切り替わる。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、半導体スイッチ素子である。図１の例では、コンデンサＣ１、Ｃ２の両端に、スイッチを含むブリッジ回路が接続される。コンデンサＣ１、Ｃ２は、直流電源部となる。
ビットインバータ２０ａ、２０ｂのブリッジ回路は、直列に接続されたスイッチＳ１～Ｓ３及びダイオードＤ１～Ｄ３を含む。スイッチのダイオードの間の端子にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続される。図１において、ビットインバータ２０ａはフルブリッジであり、ビットインバータ２０ｂはハーフブリッジである。なお、ビットインバータ２０ｂもフルブリッジとしてもよい。また、ダイオードＤ１～Ｄ３を半導体スイッチ素子に代えてもよい。
インバータ回路２０では、複数のビットインバータ２０ａ、２０ｂの交流端子が直列に接続される。すなわち、インバータ回路２０は、複数の単相インバータの交流側を直列接続した構成となる。インバータ回路２０は、複数のビットインバータ２０ａ、２０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２の合算の電圧を出力可能である。すなわち、インバータ回路２０は、各単相インバータの出力の総和を電圧源３の出力に重畳することができる。
インバータ回路２０の後段、すなわち出力端子には、ダイオードＤ４を介して、平滑コンデンサＣａが接続される。ダイオードＤ４は、導通／非導通が切り替わる素子の一例であり、ダイオードＤ４を、例えば、半導体スイッチ素子等に代えてもよい。平滑コンデンサＣａは、インバータ回路２０の出力電圧を平滑化する。図１の例では、ダイオードＤ４のカソード側が平滑コンデンサＣａの正極に接続され、アノードがインバータ回路２０の出力端子に接続される。平滑コンデンサＣａの負極は、電圧源３のマイナスに接続される。平滑コンデンサＣａには、電圧源３とコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧を重畳した電圧が印加される。
短絡スイッチＳ４は、インバータ回路２０の最も後段のビットインバータ２０ｂの出力側と電圧源のマイナス側との間の導通と非導通を切り替える。図１の例では、短絡スイッチＳ４は、負荷側に最も近いビットインバータ２０ｂのコンデンサＣ２の一方の端子と電圧源３のマイナス端子との間の導通と非導通を切り替えるスイッチである。短絡スイッチＳ４は、例えば、半導体スイッチ素子であってもよいし、機械スイッチであってもよい。短絡スイッチＳ４は、ＤＣＤＣコンバータ１の充電モードと放電モードを切り替える。短絡スイッチＳ４がオン（導通）と時、ＤＣＤＣコンバータ１は充電モードとなり、オフ（非導通）の時、ＤＣＤＣコンバータ１は放電モードとなる。すなわち、充電モードでは、短絡スイッチにより、ビットインバータのコンデンサを電圧源の電力で充電される接続状態となり。放電モードでは、短絡スイッチにより、ビットインバータのコンデンサ及び電圧源の電圧が重畳されて出力される接続状態となる。
スイッチＳ１～Ｓ３、及び短絡スイッチＳ４を構成する半導体スイッチ素子には、例えば、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等を用いることができる。
制御部５は、ビットインバータ２０ａ、２０ｂ及び短絡スイッチＳ４を制御する。例えば、制御部５は、ビットインバータ２０ａ、２０ｂのスイッチＳ１～Ｓ３、及び短絡スイッチＳ４のオン／オフを制御する。制御部５の制御により、ＤＣＤＣコンバータ１に、充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す。充電モードでは、短絡スイッチＳ４がオンになり、電圧源３の電力でビットインバータ２０ａ、２０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧がそれぞれ目標値になるように、スイッチＳ１～Ｓ３が制御される。放電モードでは、短絡スイッチがオフになり、電圧源３の電圧とコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が重畳して平滑コンデンサＣａへ出力されるように、スイッチＳ１～Ｓ３が制御される。
制御部５は、ビットインバータ２０ａ、２０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２それぞれの電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と、その目標値との誤差量に応じて、各周期におけるコンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間、又は、コンデンサの放電期間をフィードバック制御する。制御部５は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２を検出する。制御部５は、検出した電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と目標値とを誤差に基づいて、コンデンサＣ１、Ｃ２のそれぞれの各周期の充電期間又は放電期間の長さを調整する。すなわち、各周期において、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が目標値に近づくように、充電期間又は放電期間の長さがフィードバック制御される。このように、制御部５は、各周期のコンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間又は放電期間を、電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と目標値との誤差が小さくなるようフィードバック制御する。この場合、充電モード及び放電モードを含む１周期の長さは変わらない。例えば、制御部５は、各周期の充電期間又は放電期間の長さを、予め決められた長さに対して、検出した電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と目標値との誤差量に応じて増減することができる。
制御部５で制御される各周期の充電期間又は放電期間は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の目標値に応じて予め設定されている。しかし、現実の動作では、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が目標値と微妙にずれる場合がある。制御部５は、この微妙なずれの量を充電期間又は放電期間にフィードバックする。これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の目標値からのずれによって生じる起電力が抑制される。起電力による過電流も抑制される。結果として、過電流の発生を抑えるためのリアクトル４のインダクタンスＬ０を低くできる。例えば、リアクトル４のインダクタンスＬ０を、配線程度（Ｌ０≦５μＨ）にできる。この場合、リアクトル４を、電圧源３とインバータ回路２０を繋ぐ配線により実現してもよい。
（動作例）
図２は、図１に示すＤＣＤＣコンバータ１の動作例を説明するための図である。図２の例では、図２（ａ）及び図２（ｂ）が充電モードの状態を示し、図２（ｃ）は、放電モードの状態を示す。図２は、１周期の状態変化を示す。１周期に（ａ）、（ｂ）、（ｂ）の順に状態が変化する。図２（ａ）では、スイッチＳ１、Ｓ２がオフ、スイッチＳ３、Ｓ４がオンである。図２（ａ）では、矢印の向きに電流が流れ、コンデンサＣ１が目標値であるＶ１に充電される。図２（ｂ）では、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ４がオン、スイッチＳ３がオフとなる。
図２（ｂ）の矢印の方向に電流が流れ、コンデンサＣ２が目標値であるＶ２に充電される。この例では、Ｖ２＝Ｖ０＋Ｖ１となる。図２（ｃ）では、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３がオン、スイッチＳ４がオフとなる。図２（ｃ）の矢印の方向に電流が流れ、インバータ回路２０からは、電圧源３の電圧Ｖ０に、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が重畳された電圧ＶＲ＝Ｖ０＋Ｖ１＋Ｖ２が出力される。例えば、目標値を、Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝２・Ｖ０とすることで、ＶＲ＝４・Ｖ０にできる。この場合、ＤＣＤＣコンバータ１は、４倍昇圧回路として機能する。
１周期の動作及び目標値の設定を変えることで、ＤＣＤＣコンバータ１を、様々な昇圧率の回路として機能させることができる。図３は、昇圧率を、１．３、１．５．２、３、及び、４倍としてＤＣＤＣコンバータ１を動作させる場合の目標値Ｖ１、Ｖ２の設定例を示す表である。
図４は、制御部５によるフィードバック制御の例を示す図である。図４は、ＤＣＤＣコンバータ１が４倍昇圧モードで動作する場合の例を示す。図４の上部には、フィードバック制御の処理例を示す図を示す。例えば、図４の上部には、コンデンサＣ１を目標値Ｖ１＝Ｖ０に充電する際のフィードバック処理例と、コンデンサＣ２を目標値Ｖ２＝２Ｖ０に充電する際のフィードバック処理例が示されている。
図４上部に示す例では、目標値Ｖ１と、検出されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との差（誤差）を増幅した値を、Ｖｃ１基準電圧（Ｖｈ／２）に加算した値ＶＲ１がフィードバック制御値として、ＰＷＭ生成器に提供される。また、目標値Ｖ２と、検出されたコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２との差（誤差）を増幅した値を、Ｖｃ２基準電圧（（３／４）・Ｖｈ）に加算した値ＶＲ２がフィードバック制御値として、ＰＷＭ生成器に提供される。ＰＷＭ生成器は、フィードバック制御値ＶＲ１、ＶＲ２と、鋸刃状のキャリア信号Ｃｒと比較し、フィードバックを反映した幅のパルス信号Ｇ１、Ｇ２を生成する。キャリア信号Ｃｒの周期は、ＤＣＤＣコンバータ１の充電モード及び放電モードの繰り返しの周期と同じである。Ｇ１は、コンデンサＣ１の充電期間に相当するデューティー比のパルス信号である。Ｇ２は、コンデンサＣ２の充電期間に相当するデューティー比のパルス信号である。ここで、Ｖｈは、キャリア信号Ｃｒの振幅に相当する。Ｖｃ１基準電圧（Ｖｈ／２）及びＶｃ２基準電圧（（３／４）・Ｖｈ）は、それぞれ、目標値Ｖ１、Ｖ２に応じて予め決定される。ＰＷＭ生成器は、キャリア信号ＣｒがＶＲ１以下（Ｃｒ≦ＶＲ１）の時にパルス信号Ｇ１を出力し、ＶＲ１＜Ｃｒ≦ＶＲ２の時にパルス信号Ｇ２を出力し、ＶＲ２＜Ｃｒ≦Ｖｈの時にパルス信号Ｇ３を出力する。
スイッチＳ１～Ｓ４は、信号Ｇ１～Ｇ３に従ってオン／オフされる。図４の中頃に示すように、スイッチＳ１、Ｓ２は、パルス信号Ｇ１がハイレベルの時（Ｇ１の出力時）にオフであり、パルス信号Ｇ１がローレベルの時（Ｇ１が出力されていない時）にオンとなる。スイッチＳ３は、Ｇ２出力時にオフ、Ｇ２が出力されていない時にオンとなる。スイッチＳ４は、Ｇ３出力時にオフ、Ｇ３が出力されていない時にオンとなる。
このＰＷＭ制御によるパルス信号Ｇ１～Ｇ３に基づくスイッチＳ１～Ｓ４の動作によるビットインバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧は、図４の下段に示される。図４の下段において、電圧源３からの入力電圧Ｖｉｎ、ビットインバータ２０ａの出力電圧Ｖｂｉｔ１、ビットインバータ２０ｂの出力電圧Ｖｂｉｔ２、及び、インバータ回路２０全体の出力電圧Ｖａが示される。
図４の下段に示す例においては、コンデンサＣ１の充電期間Ｔｃｃ１の長さは、上記のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１に基づくフィードバック制御により調整される。コンデンサＣ２の充電期間Ｔｃｃ２の長さは、上記のコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２に基づくフィードバック制御により調整される。例えば、検出された電圧Ｖｃ１がＶｃ１＜Ｖ１（＝Ｖ０）ならば、充電期間Ｔｃｃ１が延び、Ｖｃ１＞Ｖ１ならば、充電期間Ｔｃｃ１が縮まるよう調整される。充電期間Ｔｃｃ１が延びるとコンデンサＣ２の充電がさらに進む。
図４に示すように、制御部５は、フィードバック制御を実現するため、検出した電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の目標値との差を計算する減算器、その差を増幅する増幅器、増幅された値を基準値に加算する加算器、加算器で出力された制御値を用いてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器を有することができる。このような制御部５の機能の少なくとも一部は、マイコン等により、デジタル処理で実行されてもよい。
図５は、ＤＣＤＣコンバータ１が３倍昇圧モードで動作する場合の例を示す。図３に示す例では、目標値Ｖ１、Ｖ２は、図４の例と同じであるが、スイッチＳ１、Ｓ２のオン／オフ条件と、Ｖｃ２基準値及びＶｃ１基準電圧が、図４の例とは異なっている。充電モードでは、スイッチＳ１、Ｓ２をオフ、スイッチＳ３をオンにして、コンデンサＣ１をＶ１＝Ｖ０に充電した後、スイッチＳ１、Ｓ２をオフ、スイッチＳ３をオンして、コンデンサＣ２をＶ２＝２Ｖ０に充電する。放電モードでは、スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２、Ｓ３をオンすることで、電圧源３の電圧Ｖ０と、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２＝２Ｖ０を重畳した電圧Ｖａ＝３Ｖ０を出力する。放電モードにおいて、コンデンサＣ１の電圧は、出力電圧に重畳されない。Ｖｃ２基準値及びＶｃ１基準電圧は、一例として、１周期において、コンデンサＣ１の充電期間、コンデンサＣ２の充電期間、及び放電期間が略等しくなるように、すなわち、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の基準デューティー比が１：１：１になるように設定される。
図６は、ＤＣＤＣコンバータ１が２倍昇圧モードで動作する場合の例を示す。図６に示す例では、ＤＣＤＣコンバータ１は、充電期間にコンデンサＣ１を目標値Ｖ１＝Ｖ０に充電し、放電期間に、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１＝Ｖ０に電圧源３の電圧Ｖ０を重畳した電圧Ｖａ＝２Ｖ０を出力する。コンデンサＣ２は使われない。コンデンサＣ１の充電期間Ｔｃｃ１が、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１と目標値Ｖ１との誤差に基づき調整される。
図７は、ＤＣＤＣコンバータ１が１．５倍昇圧モードで動作する場合の例を示す。図７に示す例では、目標値Ｖ１、Ｖ２は、いずれもＶ０／２である。充電モードにおいて、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３をオフにして、コンデンサＣ１、Ｃ２を直列に接続して、それぞれをＶ０／２の電圧に充電する。放電モードの放電期間には、スイッチＳ１、Ｓ２をオン、スイッチＳ３をオフにして、電圧源３の電圧Ｖ０にコンデンサＣ１の電圧Ｖ０／２を重畳した電圧Ｖａ＝（３／２）Ｖ０を出力する放電期間と、スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ２、Ｓ３をオンにして、電圧源３の電圧０にコンデンサＣ２の電圧Ｖ０／２を重畳した電圧Ｖａ＝（３／２）Ｖ０を出力する放電期間が含まれる。
図７の例では、フィードバック制御により、コンデンサＣ２の放電期間Ｔｃｃ２の長さが、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２と目標値Ｖ２との誤差に応じて調整される。本例では、目標値Ｖ２からコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を引いた差を増幅した値を、Ｖｃ１基準電圧（（２／３）Ｖｈ）に加算した値ＶＲ２がフィードバック制御値として、ＰＷＭ生成器に提供される。例えば、Ｖｃ２＞２Ｖ０の場合、ＶＲ２がＶｃ２基準電圧より小さくなる。ＶＲ２が下がると、Ｇ２が小さくなり、その分、Ｇ３が大きくなる。すなわち、コンデンサＣ２の放電期間Ｔｃｃ２が長くなる。このように、Ｖｃ２＞２Ｖ０の場合、放電期間Ｔｃｃ２が延びて放電が進む。これに対して、Ｖｃ２＜２Ｖ０の場合、放電期間Ｔｃｃ２が縮んで放電量が減る。
図８は、ＤＣＤＣコンバータ１が１．３３倍昇圧モードで動作する場合の例を示す。図８に示す例では、充電モードにおいて、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２が目標値Ｖ１、Ｖ２に充電される。目標値は、Ｖ１＝Ｖ０／３、Ｖ２＝（２／３）Ｖ０である。放電モードにおいて、コンデンサＣ１が目標値Ｖ１＝Ｖ０／３の電圧で放電された後に、コンデンサＣ２が目標値Ｖ２＝（２／３）Ｖ０の電圧で放電される。図８に示す例では、フィードバック制御により、コンデンサＣ１の充電期間Ｔｃｃ１の長さが、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１と目標値Ｖ１との誤差に応じて調整される。また、フィードバック制御により、コンデンサＣ２の放電期間Ｔｃｃ３の長さが、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２と目標値Ｖ２との誤差に応じて調整される。これらのフィードバック制御により、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が、それぞれ目標値Ｖ１＝Ｖ０／３、Ｖ２＝（２／３）Ｖ０となるように、充電期間Ｔｃｃ１及び放電期間Ｔｃｃ３の長さが調整される。
（電圧源の電流に基づき目標値を調整する処理例）
上記例では、制御部５は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２をフィードバックして、電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２と目標値Ｖ１、Ｖ２との誤差が小さくなるように充電期間又は放電期間の長さを調整している。制御部５は、さらに、目標値Ｖ１、Ｖ２を、電圧源３の電流の変動に基づいて調整することができる。
図９は、図４に示す４倍昇圧モードにおいて、目標値のフィードバック制御を加えた場合の処理例を示す図である。図９に示す例では、図４の処理に対して、破線で示す部分の処理が追加されている。図９に示す例では、コンデンサＣ１の充電期間の始点ｔ１と終点ｔ２のリアクトル４（電圧源３）の電流ｉ０の差ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２が検出される。ここでは、各周期において最も長い充電期間の始点と終点において電圧源３からリアクトル４へ流れる電流の差が検出される。例えば、過去の周期で検出された電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）が、目標値の決定に用いられる。（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）は、現在の検出値として制御部５で記録された値を用いることができる。なお、電流ｉ０は、電圧源３とリアクトル４の間を流れる電流の検出値としてもよいし、リアクトル４とインバータ回路２０の間を流れる電流の検出値としてもよい。
Ｖｃ１目標基準値（本例ではＶ０）から、上記電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）をＰＩ積分した値Ｖｄｉを減算した値（Ｖ０－Ｖｄｉ）が、コンデンサＣ１の電圧の目標値Ｖ１となる。目標値Ｖ１を２倍した値が、コンデンサＣ２の電圧の目標値Ｖ２となる。ＰＩ積分は、例えば、下記式の計算とすることができる。
ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２＝ｅ
Ｖｄｉ＝Ｋ１ｅ＋Ｋ２∫ｅｄｔ
上記式において、Ｋ１、Ｋ２は定数である。Ｋ１、Ｋ２の値は、制御系が発振しないよう選定される。
目標値Ｖ１、Ｖ２は、図４の場合と同様に、充電期間又は放電期間のフィードバック制御に用いられる。Ｖｃ１目標基準値は、例えば、理想条件での目標値とすることができる。
このように、電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）を目標基準値から減算した値を目標値Ｖ１、Ｖ２として、目標値Ｖ１、Ｖ２とコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２との誤差を小さくするよう、充電期間又は放電期間がフィードバック制御される。これにより、充電期間の始点と終点の電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）を小さくすることができる。その結果、リアクトル４の電流のリップル成分を小さくできる。
図１０は、図９に示すフィードバック制御をした場合のビットインバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧及びリアクトル電流（電圧源の電流）のＡＣ成分の波形の例を示す図である。図１０に示す例では、ある周期で検出された充電期間の始点と終点のリアクトル電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）が、次の周期の目標値にフィードバックされる。ここで、電流の差の検出の対象となる充電期間は、１周期に含まれる充電期間のうち最も長い充電期間とする。図１０の例では、１周期の充電期間Ｔｃｃ１、Ｔｃｃ２のうち長い方の期間Ｔｃｃ１が対象となっている。充電期間の代わりに放電期間を対象としてもよい。この場合、１周期に含まれる放電期間のうち最も長い放電期間を対象としてもよい。
図１１は、充電期間の始点と終点の電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ２）と、充電期間で充電されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との関係を説明するための図である。図１１に示すように、充電期間で充電されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が、電圧源３の電圧Ｖ０に対して低すぎる場合、充電期間の始点の電流より終点の電流の方が大きくなる（ｉ０ｔ１＜ｉ０ｔ２）。充電期間で充電されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が、電圧源３の電圧Ｖ０に対して高すぎる場合、充電期間の始点の電流より終点の電流の方が小さくなる（ｉ０ｔ１＞ｉ０ｔ２）。充電期間で充電されたコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が、電圧源３の電圧Ｖ０に対して適切である場合、充電期間の始点の電流と終点の電流は等しくなる（ｉ０ｔ１＝ｉ０ｔ２）。
制御部５は、充電期間の始点の電流より終点の電流の方が大きい場合（ｉ０ｔ１＜ｉ０ｔ２）、それらの差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）に応じた量だけ、充電期間のコンデンサＣ１の電圧の目標値を目標基準値より大きくする。また、制御部５は、充電期間の始点の電流より終点の電流の方が小さい場合（ｉ０ｔ１＞ｉ０ｔ２）、それらの差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）に応じた量だけ、充電期間のコンデンサＣ１の電圧の目標値を目標基準値より小さくする。これにより、充電期間の始点と終点における電流の差を小さくするように、目標値が調整される。
上記例では、一例として、充電期間における電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）を、充電期間における電圧源３とビットインバータ２０ａの平均電圧の差（リアクトル４の両端の平均電圧の差）に変換した値が、フィードバック制御で目標基準値から減算する値Ｖｄｉとして計算される。このように、電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）に応じた値Ｖｄだけ目標基準値を変化させることで、電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）を小さくすることができる。本例では、１周期で最も長い充電期間又は放電期間の始点と終点における電圧源の電流が同じになるよう制御できる。
図１２は、ＤＣＤＣコンバータ１を４倍昇圧モードで動作させた場合の電流ｉ０及び電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、ＶＲの波形のシミュレーション結果を示すグラフである。図１２は、図９に示すように、電流の差による目標値のフィードバック制御、及び、目標値とコンデンサの電圧の誤差による充電期間のフィードバック制御を実行した場合の結果である。図１２に示す例では、コンデンサＣ１の充電期間の始点ｔ１と終点ｔ２におけるリアクトル（電圧源）の電流ｉ０の値が一致している。また、リアクトルのインダクタンスを（Ｌ＝１μＨ）と低くしながらも、電流リップルが３％に抑えられている。
（制限回路の例）
図１に示すように、制御部５は、制限回路６を備えてもよい。制限回路６は、予め設定された制限対象期間において短絡スイッチＳ４の導通時間を制限する。制限回路６は、制限対象期間において、段階的に制限時間を短くして、最終的には制限を解放する。制限回路６は、例えば、制限対象期間において、充電モード及び放電モードの繰り返し周期よりも短い周期で、短絡スイッチＳ４の導通を許可する許可時間を設ける。許可時間は、制限対象期間において段階的に長くなる。許可時間は、充電期間及び放電期間を制御するパルス幅より短い時間に設定される。
例えば、初期充電期間のように、過電流が流れる可能性が高い期間に、制限対象期間を設定することで、過電流を抑えることができる。ＤＣＤＣコンバータ１の動作初期には、電圧源３の電圧Ｖ０が立ち上がる際に、平滑コンデンサＣａにも電圧Ｖ０が充電されるようにスイッチＳ１、Ｓ２がオンにされる。この状態から充電モードと放電モードの繰り返しを実行すると、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧がゼロであるため、図１３に示す矢印のように、電圧源３からリアクトル４を介して過大な電流が流れてしまう。リアクトル４のインダクタンスＬ０を大きくすれば、これを避けられる。しかし、軽量化の観点からインダクタンスＬ０を大きくすることは好ましくない。そこで、初期充電期間に、制限回路６によって短絡スイッチＳ４の導通を制限することで、電流の増加を緩和し、過大な電流が流れるのを避けることができる。
図１４は、制限回路６が生成する制限用パルスＬＰの例を示す図である。制限用パルスＬＰがハイレベル（Ｈ）である期間のみスイッチＳ４の導通が許可される。制限用パルスＬＰがローレベル（Ｌ）の期間は、スイッチＳ４は強制的に非導通となる。図１４に示す例は、スイッチＳ１～Ｓ４が、図４に示すように４倍昇圧モードで動作する場合の例である。
図１４の例では、制限回路６は、制限用パルスＬＰとして、スイッチＳ１～Ｓ４の動作周期に比べてより短いパルス列を生成する。初期の平滑コンデンサの充電が完了（平滑コンデンサＣａがＶ０に充電）し、充電モード及び放電モードのスイッチＳ１～Ｓ４の動作が開始された後の所定期間が、制限対象期間となる。制限対象期間では、生成された制限用パルスＬＰとスイッチＳ４を制御するためのパルスの両方ともハイレベル（Ｈ）の期間だけ、スイッチＳ４を導通し、それ以外の期間は非導通になるよう制御される。これにより、過大な電流が流れる経路が形成される期間が制限用パルスの期間だけとなる。その結果、リアクトル４のインダクタンスが低くても、過大な電流の発生を抑えることができる。
制限用パルスＬＰの幅は、時間の経過とともに段階的に増加する。これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２も徐々に充電される。コンデンサＣ１、Ｃ２がある程度充電されると、制限用パルスＬＰの幅が大きくなっても過大な電流は流れなくなる。図１４の例では、鋸刃状のキャリア信号Ｃｒ２を用いて制限用パルスＬＰが生成される。キャリア信号Ｃｒ２が、参照電圧ＶＲ４より高い期間に、制限用パルスＬＰが出力される（ハイレベルになる）。参照電圧ＶＲ４は、時間の経過とともに増加する。これにより、時間の経過とともに、スイッチＳ４の導通の許可時間が長くなる。
制限用パルスＬＰの周期を、スイッチＳ１～Ｓ４の動作周期よりも短く設定しておくことができる。これにより、制限用パルスＬＰの幅をスイッチＳ１～Ｓ４のオン又はオフの継続時間よりも十分に短く設定できる。図１４の例では、キャリア信号Ｃｒ２の周期が、制限用パルスＬＰの周期となる。例えば、キャリア信号Ｃｒ２の周期を、充電モード及び放電モードの周期の半分以下とすることができる。
また、スイッチＳ１～Ｓ４の動作周期が、制限用パルスＬＰの周期の整数倍とならないように、制限用パルスＬＰの周期を設定することにより、スイッチＳ１～Ｓ４の周期の全域にわたって略均一に許可時間を分布させることが可能となる。この場合、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の導通が許可される時間の平均値の比率は、元のＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の導通時間の幅の比率と同じとなる。これにより、制限対象期間を経ても、所定の充電電圧及び出力電圧が得られやすくなる。
制限回路６による制限対象期間は、ＤＣＤＣコンバータ１が定常に達するまでの過渡期間の少なくとも一部に設定される。過渡期間の例として、上記のコンデンサＣ１、Ｃ２を初期充電する期間が挙げられる。過渡期間の他の例として、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の目標値Ｖ１、Ｖ２が変更された場合の移行期間が挙げられる。例えば、ＤＣＤＣコンバータ１の昇圧比の変更に伴い、充電モード及び放電モードが変更される場合の移行期間が過渡期間となる。なお、過渡期間は、これらの例に限られない。コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧がリセットされてゼロから充電する必要がある状態で、充電モード及び放電モードを開始する場合に、開始から制限対象期間を設定することができる。
（直流電力供給装置の構成例）
図１５は、本発明の実施形態における直流電力供給装置の構成例を示す図である。直流電力供給装置１０は、発電機１１に接続される。発電機１１の回転数すなわち角周波数に応じて、発電機１１の出力電圧は変動する。一例として、発電機１１は、永久磁石式同期発電機であってもよい。直流電力供給装置１０は、発電機１１の交流出力電圧を直流に変換して、電圧が略一定に近い直流電力を出力する。
直流電力供給装置１０は、ＡＣＤＣコンバータ７と、ＤＣＤＣコンバータ１を備える。ＡＣＤＣコンバータ７は、発電機１１に接続され、発電機１１の出力電圧を直流に変換する。ＤＣＤＣコンバータ１は、ＡＣＤＣコンバータ７の後段に接続される。すなわち、ＡＣＤＣコンバータ７は、発電機１１とＤＣＤＣコンバータ１の間に接続される。ＤＣＤＣコンバータ１は、図１に示すＤＣＤＣコンバータ１と同様に構成することができる。但し、図１５のＤＣＤＣコンバータ１においては、制御部５の構成（処理）が図１と異なる。ＡＣＤＣコンバータ７は、例えば、ＰＷＭコンバータであってもよい。
制御部５は、ビットインバータ２０ａ、２０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２それぞれの電圧の目標値およびビットインバータの動作モードを変化させることで、ＤＣＤＣコンバータ１の昇圧率を制御する。ＤＣＤＣコンバータ１の昇圧率は、発電機１１の角周波数ωｇｅ又は出力電圧Ｖｇｅに基づいて決定される。制御部５は、このように、ＤＣＤＣコンバータ１の昇圧率が、発電機１１の角周波数ωｇｅ又は出力電圧Ｖｇｅに応じた昇圧率になるように、ビットインバータ２０ａ、２０ｂのコンデンサＣ１、Ｃ２それぞれの電圧の目標値を決定する。例えば、図３に示すように、目標とする昇圧率を達成するためのコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の目標値を設定することができる。目標値に応じてビットインバータ２０ａ、２０ｂの動作モードが決まる。すなわち、目標値とビットインバータ２０ａ、２０ｂの動作モードを切り替えることで昇圧率が切り替えられる。制御部５は、昇圧率に応じて設定された目標値でコンデンサＣ１、Ｃ２を充電し、放電する動作モードでビットインバータ２０ａ、２０ｂを動作させることで、その昇圧率を実現することができる。
制御部５は、充電モードにおいて、ビットインバータ２０ａ、２０ｂのスイッチングを制御して、コンデンサＣ１、Ｃ２を目標値に充電する。放電モードでは、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が、ＡＣＤＣコンバータ７の出力電圧に重畳されて平滑コンデンサＣａへ出力される。制御部５は、この充電モードと、放電モードとを、短絡スイッチＳ４を制御して切り替える。
図１５に示す直流電力供給装置１０は、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８及びＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９を有する。ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８は、発電機１１の角周波数ωｇｅ又は出力電圧Ｖｇｅに応じて、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣを決定する。昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣは、ＤＣＤＣコンバータ１の出力電圧ＶＲ、すなわち、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２を一定に近づけるような値に決定される。ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８、例えば、発電機１１の角周波数ωｇｅ又は出力電圧Ｖｇｅの変化が予め決められた条件を満たす場合に、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣを切り替えることができる。一例として、角周波数ωｇｅ又は出力電圧Ｖｇｅの範囲に応じて、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが段階的に切り替えられてもよい。昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣは、例えば、１倍、１．３３倍、１．５倍．２倍、３倍、及び、４倍のように、予め決められた複数の離散値のいずれかに決定されてもよい。制御部５は、決定された昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣに応じて、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧の目標値を設定し、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣに応じた動作モードでビットインバータを動作させる。
ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、ＡＣＤＣコンバータ制御部の一例である。ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣを決定する。昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣは、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２を一定に近づけるような値に決定される。ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、例えば、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８で決定されたＤＣＤＣコンバータ昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣを用いて、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣを決定してもよい。或いは、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２を用いて、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣを決定してもよい。
ＡＣＤＣコンバータ７は、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９で決定された昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣに基づいて制御される。ＡＣＤＣコンバータ７は、発電機１１から入力された交流電圧を、昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣで昇圧して直流電圧として出力する。一例として、ＡＣＤＣコンバータ７は、ダイオードと、これに並列に接続されたスイッチとで構成されるブリッジ回路を有する。ブリッジ回路のスイッチのオン／オフをＰＷＭ制御することにより、ＡＣＤＣコンバータ７の昇圧率を制御することができる。或いは、ＡＣＤＣコンバータ７は、例えば、整流回路と昇圧回路の組み合わせで構成されてもよい。この場合、例えば、昇圧開路のスイッチングを制御することで、昇圧率を制御することができる。ＡＣＤＣコンバータ７の昇圧率を、昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣに従って制御する制御部は、ＡＣＤＣコンバータ７に含まれてもよいし、ＡＣＤＣコンバータ７の外に設けられてもよい。
ＡＣＤＣコンバータ７は、リプル電流を抑制するためのリアクトルを含んでもよい。ＡＣＤＣコンバータ７と発電機１１との間にリアクトルが接続されてもよい。ＡＣＤＣコンバータ７の昇圧率の範囲が大きくなるとリアクトルも大型化する必要が生じる。この観点からＡＣＤＣコンバータ７の昇圧率の範囲は小さいことが好ましい。
（動作例）
図１６は、図１５に示す発電機１１の角周波数ωｇｅと出力電圧Ｖｇｅの関係の例を示すグラフである。例えば、永久磁石式同期発電機の角周波数と出力電力は、図１５に示すような特性を有する。図１５に示す例では、発電機１１の角周波数ωｇｅと出力電圧Ｖｇｅは、Ｖｇｅ＝ｋωｇｅの関係を有する。また、角周波数ωｇｅ及び出力電圧Ｖｇｅは、上限があり、最大値が、それぞれωｇｅｍａｘ、Ｖｇｅｍａｘである。なお、角周波数ωｇｅは、発電機１１のロータの回転の角周波数である。
図１７は、図１５に示す直流電力供給装置１０における、発電機１１の出力電圧Ｖｇｅの変動に対する、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣ、及び、昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣの設定例を示すグラフである。図１７は、発電機１１の出力電圧Ｖｇｅ（若しくは角周波数ωｇｅ）が最大値Ｖｇｅｍａｘから、Ｖｇｅｍａｘ／５程度に変化した場合の例を示している。また、図１７は、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２の目標値ＶＤＣ２ｒｅｆ＝出力電圧の最大値Ｖｇｅｍａｘである場合の例である。すなわち、ｋ０＝ＶＤＣ２ｒｅｆ／Ｖｇｅｍａｘ＝１（ｋ０は定数）の場合の例である。このように、目標値ＶＤＣ２ｒｅｆは、出力電圧の最大値Ｖｇｅｍａｘを基準に決めることができる。
図１７の例では、発電機１１の出力電圧Ｖｇｅが最大値Ｖｇｅｍａｘ＝目標値ＶＤＣ２ｒｅｆ＝５．００から、３．７６（＝５／１．３３）まで下がると、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８は、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣを１倍から１．３３倍に上げる。次に、出力電圧Ｖｇｅが３．３３（＝５／１．５）に下がると昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣは１．３３倍から１．５倍に上げられる。さらに、出力電圧Ｖｇｅが２．５（５／２）に達すると、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが２倍に、出力電圧Ｖｇｅが１．６７（５／３）に達すると、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが３倍に、出力電圧Ｖｇｅが１．２５（５／４）に達すると、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが４倍に上げられる。
図１７の例では、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２と、その目標値ＶＤＣ２ｒｅｆとの乖離度合いに応じて、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣを変化させる。具体的には、ＶＤＣ２と目標値との乖離が大きくなると昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣが大きくなり、乖離が小さくなると昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣも小さくする。
図１７に示す例では、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣの発電機１１の出力電圧Ｖｇｅに対する追随性は、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣの追随性より高い。すなわち、昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣの更新頻度は、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣの更新頻度より高い。また、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣは、予め決められた離散値のいずれかに段階的に切り替わるのに対して、昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣは、出力電圧Ｖｇｅに応じて計算された値である。これにより、発電機１１の出力電圧Ｖｇｅの変動に、細かく対応して、ＤＣＤＣコンバータ１の負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２の変動を小さくすることができる。
また、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣの変化の範囲は、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣの変化の範囲より小さく、半分以下である。ＡＣＤＣコンバータの昇圧率を低く抑えることで、リプル電流の増加が抑えることができる。そのため、ＡＣＤＣコンバータにおいて、リプル電流の増加を抑制するために大型のリアクトルを設けなくてもよくなる。
図１８は、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８の動作例を示すフローチャートである。ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８は、図１８に示す動作を所定周期で実行する。これにより、例えば、図１７に示すような昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣの更新を実現できる。図１８に示す例では、発電機の角周波数ωｇｅを、予め設定された数値範囲と比較し、角周波数ωｇｅどの数値範囲に属するかによって、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが決定される。昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣを決定する条件となる数値範囲は、発電機１１の角周波数又は出力電圧の最大値（ωｇｅｍａｘ又はＶｇｅｍａｘ）（若しくは負荷ＤＣ出力電圧の目標値ＶＤＣ２ｒｅｆ）、及び、ＤＣＤＣコンバータ１で設定可能な昇圧率（本例では、１倍、１．３３倍、１．５倍、２倍、３倍、４倍）を用いて決められる。なお、図１７に示す例では、発電機１１の角周波数ωｇｅ及びその最大値ωｗｇｅｍａｘが用いられている。角周波数ωｇｅ及びその最大値ωｇｅｍａｘの代わりに、出力電圧Ｖｇｅ及びその最大値Ｖｇｅｍａｘが用いられてもよい。また、ωｇｅｍａｘの代わりに、ＶＤＣ２ｒｅｆ／（ｋ・ｋ０）が用いられてもよい。
次に、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９の動作例を説明する。一例として、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、ＤＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣ、発電機の角周波数又は出力電圧の最大値（若しくは負荷ＤＣ出力電圧の目標値）を用いて計算することができる。具体例として、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率Ｍ＿ＡＣＤＣは、下記式で計算されてもよい。
Ｍ＿ＡＣＤＣ＝ｋ０・ｋ・ωｇｅｍａｘ／（ｋ・ωｇｅｍａｘ・Ｍ＿ＤＣＤＣ）
＝ｋ０・Ｖｇｅｍａｘ／（Ｖｇｅｍａｘ・Ｍ＿ＤＣＤＣ）
このようにＭ＿ＡＣＤＣを設定すると、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２は、下記式となる。
ＶＤＣ２＝ｋ・ωｇｅ・Ｍ＿ＡＣＤＣ・Ｍ＿ＤＣＤＣ
＝ｋ・ωｇｅ・｛ｋ０・ｋ・ωｇｅｍａｘ／（ｋ・ωｇｅｍａｘ・Ｍ＿ＤＣＤＣ）｝・Ｍ＿ＤＣＤＣ
＝ｋ０・ｋ・ωｇｅｍａｘ
図１９は、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９の他の動作例を説明するための図である。図１９に示す例では、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９は、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２を、目標値ＶＤＣ２ｒｅｆと比較し、誤差をＰＩ積分にて増幅して指令値Ｍ＿ＡＣＤＣを生成する。指令値Ｍ＿ＡＣＤＣは、ＡＣＤＣコンバータの昇圧率を制御する値である。ＡＣＤＣコンバータ７は、指令値Ｍ＿ＡＣＤＣに従って動作することにより、負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２が、目標値ＶＤＣ２ｒｅｆに近くなる。図１９に示す例では、ＡＣＤＣコンバータ７は、検出された負荷ＤＣ出力電圧ＶＤＣ２を用いて、ＶＤＣ２が目標値ＶＤＣ２ｒｅｆに近づくようフィードバック制御される。
図２０は、本発明の実施形態における直流電力供給装置の他の構成例を示す図である。図２０では、ＡＣＤＣコンバータの出力が３レベルである。図２０の例では、ＡＣＤＣコンバータは、ＧＮＤに対して正の電圧を出力する正のラインと、負の電圧を出力する負のラインを有する。正のライン及び負のラインのそれぞれに、ＤＣＤＣコンバータ１が接続される。各ＤＣＤＣコンバータ１の構成は、図１又は図１５のＤＣＤＣコンバータ１と同様とすることができる。このように、ＤＣＤＣコンバータを、ＡＣＤＣコンバータの正負の出力線に対して、それぞれ設けることで、発電機側のＧＮＤと、負荷側のＧＮＤを共通化できる。これにより、絶縁設計やＥＭＣ設計が容易になる。
なお、図２０では、制御部５、ＤＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路８、及び、ＡＣＤＣコンバータ昇圧率設定回路９の図示を両略している。これらの制御のための構成は、正負の２つのＤＣＤＣコンバータ１に対して共通化して設けられてもよいし、正負の２つのＤＣＤＣコンバータのそれぞれに対して設けられもよい。
図１５及び図２０に示した直流電力供給装置１０において、制御部５は、図１の制御部と同様に、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧と、その目標値との誤差量に応じて、充電期間又は放電期間をフィードバック制御する機能を有してもよいし、有さなくてもよい。制御部５が、このフィードバック制御を実行することで、リアクトルのインダクタンスをより低くできる。
また、直流電力供給装置１０の制御部５は、図１の制御部５と同様に制限回路６を有してもよい。例えば、直流電力供給装置１０において、制御部５により、ＤＣＤＣコンバータ１の昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣが変更された場合、昇圧率Ｍ＿ＤＣＤＣの変更直後の移行期間には、電流が急激に増加する。この移行期間を、制限対象期間として、制限回路６によって短絡スイッチＳ４の導通時間が制限されてもよい。直流電力供給装置１０では、昇圧率の変更の頻度が高くなることが想定されるため、制限回路６による過電流の防止効果が特に有効に得られる。
図１５及び図２０に示した直流電力供給装置１０は、例えば、電動化航空機用の直流発電設備に適用することができる。この場合、発電機１１は、タービンエンジンの回転軸に対して直接又は間接に接続される。例えば、タービンエンジンの回転軸の回転が発電機１１に伝達され、発電機１１が回転することで発電するように構成されてもよい。タービンエンジンの回転軸は、ギア等の回転数を変換する手段を介して、発電機１１に接続されてもよい。発電機１１は、例えば、永久磁石式同期発電機とすることができる。航空機が滑走から離陸し、その後、巡行運航する間には、航空機のエンジンの回転数は大きく変化する。例えば、巡行期間のエンジンの回転数は、離陸期間の１／４～１／５に低下する場合がある。発電機１１が、永久磁石式である場合、発電機１１の出力電力も、エンジンの回転数と同様に、１／４～１／５に低下する場合がある。このような場合に、本実施形態における直流電力供給装置１０を発電機１１に接続することで、発電機１１の出力電力が変動しても、一定の直流電圧が供給される。また、リアクトルを低インダクタンスにできるため、システム全体を軽量化できる。
なお、本実施形態の直流電力供給装置１０は、電動化航空機の発電システム以外にも適用可能である。例えば、電圧レベルが大きく変動する交流電力を、電圧が一定の直流電力に変換するシステムに、本実施形態の直流電力供給装置を適用できる。例えば、軽量化が求められる電気自動車において、モータの回転を利用した発電システム等に、上記の直流電力供給装置を適用することができる。
（他の変形例）
本発明は、上記の実施形態に限られない。例えば、ＤＣＤＣコンバータが実現し得る昇圧比は、上記例に限られない。また、上記例では、インバータ回路２０は、２台の単相インバータであるビットインバータ２０ａ、２０ｂを備える構成であるが、インバータ回路２０は、１台の単相インバータ（ビットインバータ）を備えてもよいし、３台以上の単相インバータ（ビットインバータ）を備えてもよい。ビットインバータのブリッジ回路は、フルブリッジでもよいし、ハーフブリッジでもよい。
図１に示す例では、ダイオードＤ４のカソードが平滑コンデンサＣａの正極に接続される。平滑コンデンサＣａの負極に、ダイオードＤ４のアノードが接続されるようダイオードＤ４が配置されてもよい。ダイオードＤ４は、半導体スイッチ素子に置き換えてもよい。
図１に示す例では、インバータ回路２０は、平滑コンデンサＣａの正極に接続される。インバータ回路は、平滑コンデンサの負極側に接続されてもよい。また、平滑コンデンサＣａの正極側及び負極側の両方にインバータ回路が接続されてもよい。
また、フィードバック制御の構成は、図４～図９に示す例に限られない。例えば、制御部５は、目標値と検出電圧との誤差の他にも、さらに別の検出値を用いて充電期間又は放電期間のフィードバック制御をしてもよい。制御部５は、電流の差（ｉ０ｔ１－ｉ０ｔ）の他にも、さらに別の検出値を用いて目標値をフィードバック制御してもよい。また、フィードバック制御の基になるコンデンサの電圧又は電流の差の値は、１つ前の周期で検出された値に限られない。同じ周期で検出された値、又は複数の周期で検出された値を用いて、フィードバック制御をすることができる。
上記の例では、制御部５は、コンデンサの電圧をフィードバック制御する機能と、制限回路の機能の両方を備える。制御部５は、これらのいずれか一方の機能のみを備える構成であってもよい。
（適用例）
本実施形態におけるＤＣＤＣコンバータは、例えば、軽量化が求められる機器に用いることができる。例えば、電動航空機のＤＣＤＣコンバータに、本実施形態のＤＣＤＣコンバータは好適に適用できる。電動航空機では、軽量ＤＣグリッドの採用が検討されている。ＤＣグリッドにはＤＣＤＣコンバータが必要となる。従来のＤＣＤＣコンバータは、リアクトルの重量が大きいため航空機への搭載には向かない。本実施形態のＤＣＤＣコンバータは、リアクトルを低インダクタンスにして軽量にすることが可能であるため、電動航空機用のＤＣＤＣコンバータとして活用できる。
１：ＤＣＤＣコンバータ、３：電圧源、４：リアクトル、５：制御部、６：制限回路

Claims (12)

  1. 負荷の大きさが変動しても一定の電圧を供給する直流の電圧源に直列に接続されるリアクトルと、
    前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを複数含むインバータ回路と、
    前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
    前記電圧源の電力で前記複数のビットインバータのコンデンサの各々の電圧を目標値にする充電モードと、前記電圧源の電圧と前記複数のビットインバータのコンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、
    前記複数のビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備え、
    前記制御部は、上記複数のビットインバータのコンデンサの各々の電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記複数のビットインバータのコンデンサの各々の充電期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電期間をフィードバック制御する、ＤＣＤＣコンバータ。
  2. 請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記制御部は、前記コンデンサの電圧が前記目標値より小さい場合、前記充電期間を拡大する、もしくは前記放電期間を短くするようフィードバック制御する、ＤＣＤＣコンバータ。
  3. 請求項１又は２に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記インバータ回路は、複数の前記ビットインバータを備え、前記複数のビットインバータのコンデンサの電圧の目標値は、互いに異なっている。ＤＣＤＣコンバータ。
  4. 直流の電圧源に直列に接続されるリアクトルと、
    前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを少なくとも１つ含むインバータ回路と、
    前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
    前記電圧源の電力で前記ビットインバータのコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記電圧源の電圧と前記コンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、
    前記ビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備え、
    所定の制限対象期間において上記短絡スイッチの導通時間を制限する制限回路を備え、
    前記制限回路は、前記制限対象期間において、段階的に制限時間を短くして制限を解放する、ＤＣＤＣコンバータ。
  5. 請求項４に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記制限回路は、前記充電モードの充電期間及び前記放電モードの放電期間を制御するパルス幅よりも短い時間だけ前記短絡スイッチの導通を許可する動作により、前記導通時間を制限する、ＤＣＤＣコンバータ。
  6. 請求項４又は５に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記制限対象期間は、ＤＣＤＣコンバータが定常に達するまでの過渡期間の少なくとも一部に設定される、ＤＣＤＣコンバータ。
  7. 請求項６に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記過渡期間は、前記コンデンサを初期充電する期間、及び、前記コンデンサの前記目標値が変更された場合の移行期間の少なくとも一方を含む、ＤＣＤＣコンバータ。
  8. 請求項１～７のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータであって、
    前記制御部は、前記充電モードにおける最長の充電期間又は前記放電モードにおける最長の放電期間の始点と終点における前記電圧源の電流の差を小さくするように前記コンデンサの目標値をフィードバック制御する、ＤＣＤＣコンバータ。
  9. 発電機の出力電圧を直流に変換するＡＣＤＣコンバータと、
    前記ＡＣＤＣコンバータの後段に接続されるＤＣＤＣコンバータと、を備え、
    前記ＤＣＤＣコンバータは、
    前記ＡＣＤＣコンバータに直列に接続されるリアクトルと、
    前記リアクトルの後段に接続されたビットインバータであって、コンデンサと、前記コンデンサの接続の向きを切り替えるブリッジ回路とを有するビットインバータを複数含むインバータ回路と、
    前記インバータ回路の後段に、導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、前記インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
    前記ＡＣＤＣコンバータから出力される電力で前記複数のビットインバータの各々のコンデンサの電圧を目標値にする充電モードと、前記ＡＣＤＣコンバータの出力電圧と前記複数のビットインバータのコンデンサの電圧を重畳して前記平滑コンデンサへ出力する放電モードとを切り替える短絡スイッチと、
    前記複数のビットインバータ及び前記短絡スイッチを制御することで、前記充電モード及び前記放電モードの動作を周期的に繰り返す制御部と、を備え、
    前記制御部は、前記発電機の角周波数又は出力電圧に応じて、前記充電モードの前記複数のビットインバータの各々のコンデンサの電圧の前記目標値を変化させることにより、前記ＤＣＤＣコンバータの昇圧率を変化させる、直流電力供給装置。
  10. 請求項９に記載の直流電力供給装置であって、
    前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧が一定に近づけるように、前記ＡＣＤＣコンバータの昇圧率を制御するＡＣＤＣコンバータ制御部をさらに備える、直流電力供給装置。
  11. 請求項９又は１０に記載の直流電力供給装置であって、
    前記制御部は、上記ビットインバータのコンデンサの電圧と、その目標値との誤差量に応じて、各周期における前記充電モードにおける前記コンデンサの充電期間、又は、前記放電モードにおける前記コンデンサの放電期間をフィードバック制御する、直流電力供給装置。
  12. 請求項９～１１のいずれか１項に記載の直流電力供給装置であって、
    前記ＤＣＤＣコンバータは、所定の制限対象期間において上記短絡スイッチの導通時間を制限する制限回路を備え、
    前記制限回路は、前記制限対象期間において、段階的に制限時間を短くして制限を解放する、直流電力供給装置。
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