JP7613552B2 - インバータ、並列インバータシステム、及び、インバータの制御方法 - Google Patents
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Description
本開示は、インバータ、並列インバータシステム、及び、インバータの制御方法に関する。本出願は、２０２１年３月３日出願の日本出願第２０２１－３３７３４号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
近年、太陽光発電に代表される再生可能エネルギーに基づく発電装置が、電力事業者及び小規模需要家に普及している。このような発電装置は、商用電力系統と系統連系して並列運転されている。また、さらに、商用電力系統に依存せず、自家発電能力を高めるために、インバータ（電力変換装置）の自立出力を互いに並列に接続して負荷に交流電力を供給することも考えられている（例えば、特許文献１参照。）。
本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は請求の範囲によって定められるものである。
（インバータ）
本開示のインバータは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータであって、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータである。
本開示のインバータは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータであって、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータである。
（並列インバータシステム）
また、本開示は、交流電路に自立出力を提供する第１インバータと、
前記第１インバータと並列に前記交流電路に接続され、前記交流電路に自立出力を提供する第２インバータと、を備えた並列インバータシステムであって、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの各々は、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、並列インバータシステムである。
また、本開示は、交流電路に自立出力を提供する第１インバータと、
前記第１インバータと並列に前記交流電路に接続され、前記交流電路に自立出力を提供する第２インバータと、を備えた並列インバータシステムであって、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの各々は、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、並列インバータシステムである。
（インバータの制御方法）
方法の観点からは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータの制御方法であって、
電力変換部により、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給し、
前記電力変換部を制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータの制御方法である。
方法の観点からは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータの制御方法であって、
電力変換部により、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給し、
前記電力変換部を制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータの制御方法である。
［本開示が解決しようとする課題］
自立出力を提供する複数のインバータを並列運転するには、互いに位相を一致させる必要があり、そのために位相同期ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）が用いられる。系統連系に用いられる位相同期ループは、交流電圧を基準信号としてｄｑ変換（パーク変換）により得られるｖｑを０にすることにより位相同期ができる。ところが、位相同期ループを並列運転の自立出力インバータに用いると、周波数が一定値に収束せず変化し続け、時間が経過すると制御不能になる、ということがわかってきた。
自立出力を提供する複数のインバータを並列運転するには、互いに位相を一致させる必要があり、そのために位相同期ループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）が用いられる。系統連系に用いられる位相同期ループは、交流電圧を基準信号としてｄｑ変換（パーク変換）により得られるｖｑを０にすることにより位相同期ができる。ところが、位相同期ループを並列運転の自立出力インバータに用いると、周波数が一定値に収束せず変化し続け、時間が経過すると制御不能になる、ということがわかってきた。
かかる課題に鑑み、本開示は、自立出力を交流電路に提供するインバータの並列運転を安定させることを目的とする。
［本開示の効果］
本開示によれば、自立出力を交流電路に提供するインバータの並列運転を安定させることができる。
本開示によれば、自立出力を交流電路に提供するインバータの並列運転を安定させることができる。
［本開示の実施形態の説明］
本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。
本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータであって、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する。
このようなインバータは、自立出力の周波数が目標値に漸近して収束する。従って、かかるインバータを複数台並列に接続した場合、または、他の交流電源と並列接続した場合に、安定した並列運転を行うことができる。
（２）前記（１）のインバータにおいて、前記周波数補正値を第２の周波数補正値とすると、前記制御部は、前記電圧センサの検出出力に基づく電圧位相と前記位相同期ループ内の内部位相との偏差に基づいて、第１の周波数補正値を求める第１演算と、前記周波数基準値に、前記第１の周波数補正値及び前記第２の周波数補正値を加算して新たな周波数検出値を求める第２演算と、前記新たな周波数検出値に基づいて前記電力変換部の出力を制御する制御信号を生成する第３演算と、を実行する。
この場合、特に、第２演算を行うことにより、自立出力の周波数が収束しない状態に陥るのを抑制することができる。
この場合、特に、第２演算を行うことにより、自立出力の周波数が収束しない状態に陥るのを抑制することができる。
（３）前記（２）のインバータにおいて、前記第３演算には、前記新たな周波数検出値に基づいて電圧指令値を求めること、及び、前記電圧指令値と、前記交流電圧との偏差に、比例演算を施して電圧補正値を求めること、が含まれる。
この場合、比例積分演算ではなく比例演算を行うことにより、他の交流電源との間で、交流電圧として検出した値に差があっても、横流を抑制することができる。
この場合、比例積分演算ではなく比例演算を行うことにより、他の交流電源との間で、交流電圧として検出した値に差があっても、横流を抑制することができる。
（４）前記（２）又は（３）のインバータにおいて、前記内部位相は、前記電力変換部の出力電流に応じて変化する前記交流電圧の位相、に対して位相差を有する。
位相差は出力電流と比例的な関係にあり、出力電流が増大すれば、位相差も増大する。これは、同期発電機の出力電流と内部位相角との関係と同様である。すなわち、位相同期ループに周波数フィードバック処理を付加したインバータは、一種の仮想同期発電機として動作する。従って、当該インバータは、同期発電機との並列運転も可能である。
位相差は出力電流と比例的な関係にあり、出力電流が増大すれば、位相差も増大する。これは、同期発電機の出力電流と内部位相角との関係と同様である。すなわち、位相同期ループに周波数フィードバック処理を付加したインバータは、一種の仮想同期発電機として動作する。従って、当該インバータは、同期発電機との並列運転も可能である。
（５）前記（１）から（４）のいずれかのインバータにおいて、前記電力変換部は、交流電力から直流電力への変換も可能であり、前記制御部は、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記電力変換部の直流側に接続される直流電圧源を充電するよう、前記電力変換部を制御することもできる。
交流電路に、太陽光発電を電源とする系統連系型のインバータのように、交流電路の電圧に同期する電流を出力する交流電源（電流源）が接続された場合に、負荷での消費電力の余剰電力を、自立出力インバータが順変換（交流→直流）して直流電圧源（蓄電池を含むもの）を充電することができる。
交流電路に、太陽光発電を電源とする系統連系型のインバータのように、交流電路の電圧に同期する電流を出力する交流電源（電流源）が接続された場合に、負荷での消費電力の余剰電力を、自立出力インバータが順変換（交流→直流）して直流電圧源（蓄電池を含むもの）を充電することができる。
（６）また、開示するのは、交流電路に自立出力を提供する第１インバータと、前記第１インバータと並列に前記交流電路に接続され、前記交流電路に自立出力を提供する第２インバータと、を備えた並列インバータシステムである。そして、前記第１インバータ及び前記第２インバータの各々は、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する。
このような並列インバータシステムにおける各インバータは、自立出力の周波数が目標値に漸近して収束する。従って、かかる並列インバータシステムは、安定した並列運転を行うことができる。
（７）方法の観点からは、交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータの制御方法であって、電力変換部により、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給し、前記電力変換部を制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータの制御方法である。
このようなインバータの制御方法によれば、自立出力の周波数が目標値に漸近して収束する。従って、かかるインバータを複数台並列に接続した場合、または、他の交流電源と並列接続した場合に、安定した並列運転を行うことができる。
［本開示の実施形態の詳細］
以下、本開示のインバータ、並列インバータシステム、及び、インバータの制御方法について、図面を参照して説明する。
以下、本開示のインバータ、並列インバータシステム、及び、インバータの制御方法について、図面を参照して説明する。
《並列インバータシステム》
図１は、自立運転する２台のインバータ１，２を、交流電路５に対して並列に接続した、並列インバータシステム１００の一例を示す接続図である。なお、各インバータ１，２は、商用電力系統と系統連系して運転することもできるが、本開示では、自立運転時の状態についてのみ示している。２台のインバータとしたのは「複数」の最小限構成例であり、３台以上であってもよい。
図１は、自立運転する２台のインバータ１，２を、交流電路５に対して並列に接続した、並列インバータシステム１００の一例を示す接続図である。なお、各インバータ１，２は、商用電力系統と系統連系して運転することもできるが、本開示では、自立運転時の状態についてのみ示している。２台のインバータとしたのは「複数」の最小限構成例であり、３台以上であってもよい。
図１において、第１のインバータ１には、直流電圧源３が接続されている。直流電圧源３は、太陽光発電パネル又は蓄電池等の電源そのものであってもよいし、電源にＤＣ／ＤＣコンバータを介した回路であってもよい。同様に、第２のインバータ２には、直流電圧源４が接続されている。第１のインバータ１及び第２のインバータ２は、交流電路５に対して並列に接続されている。交流電路５には負荷（交流負荷）６が接続されている。
第１のインバータ１は、制御部１Ａと、電力変換部１Ｂとによって構成される。電力変換部１Ｂは、直流電圧源３に接続されたフルブリッジ回路１０と、フルブリッジ回路１０の交流側の２線に設けられた交流リアクトル１５と、交流側コンデンサ１６と、電圧センサ１７と、電流センサ１８と、電圧センサ１９とを備え、これらは図示のように接続されている。
フルブリッジ回路１０は、スイッチング素子１１，１２，１３，１４と、これらにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード１１ｄ，１２ｄ，１３ｄ，１４ｄとによって構成されている。図示しているスイッチング素子１１，１２，１３，１４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、代わりにＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。
フルブリッジ回路１０は、直流電圧源３の両端に接続されている。電圧センサ１７は、直流電圧源３からフルブリッジ回路１０に入力される直流電圧を検出し、検出出力を制御部１Ａに送る。電流センサ１８は、交流リアクトル１５に流れる電流を検出し、検出出力を制御部１Ａに送る。電圧センサ１９は、交流電路５に出力される交流電圧を検出し、検出出力を制御部１Ａに送る。
上記のように構成されたインバータ１は、自立運転時に、直流電圧源３から入力された直流電力を、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御されるフルブリッジ回路１０により、電圧制御された交流電力に変換する。交流波形に含まれる高周波リプルは交流リアクトル１５及び交流側コンデンサ１６により抑制される。インバータ１の交流出力は、交流電路５に提供され、負荷６に供給される。
同様に、第２のインバータ２は、制御部２Ａと、電力変換部２Ｂとによって構成される。電力変換部２Ｂは、直流電圧源４に接続されたフルブリッジ回路２０と、フルブリッジ回路２０の交流側の２線に設けられた交流リアクトル２５と、交流側コンデンサ２６と、電圧センサ２７と、電流センサ２８と、電圧センサ２９とを備え、これらは図示のように接続されている。
フルブリッジ回路２０は、スイッチング素子２１，２２，２３，２４と、これらにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード２１ｄ，２２ｄ，２３ｄ，２４ｄとによって構成されている。
フルブリッジ回路２０は、直流電圧源４の両端に接続されている。電圧センサ２７は、直流電圧源４からフルブリッジ回路２０に入力される直流電圧を検出し、検出出力を制御部２Ａに送る。電流センサ２８は、交流リアクトル２５に流れる電流を検出し、検出出力を制御部２Ａに送る。電圧センサ２９は、交流電路５に出力される交流電圧を検出し、検出出力を制御部２Ａに送る。
上記のように構成されたインバータ２は、自立運転時に、直流電圧源４から入力された直流電力を、ＰＷＭ制御されるフルブリッジ回路２０により、電圧制御された交流電力に変換する。交流波形に含まれる高周波リプルは交流リアクトル２５及び交流側コンデンサ２６により抑制される。インバータ２の交流出力は、交流電路５に提供され、負荷６に供給される。
第１のインバータ１及び第２のインバータにおける制御部１Ａ，２Ａは共に、コンピュータを含み、コンピュータがソフトウェア（コンピュータプログラム）を実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部の記憶装置（図示せず。）に格納される。
《制御部の機能》
次に、制御部１Ａの機能（制御部２Ａも同様であり、以下、単に「制御部」と言う。）について説明する。
図２は、制御部における電圧制御に関する制御ブロック図である。なお、この図は、説明の簡素化のため、電流制御ループを含まない最もシンプルな例としている。また、図３は、図２の制御ブロック図を、フローチャートとして表現した図である。
次に、制御部１Ａの機能（制御部２Ａも同様であり、以下、単に「制御部」と言う。）について説明する。
図２は、制御部における電圧制御に関する制御ブロック図である。なお、この図は、説明の簡素化のため、電流制御ループを含まない最もシンプルな例としている。また、図３は、図２の制御ブロック図を、フローチャートとして表現した図である。
以下、図２と図３とを対応付けて説明する。
まず、図３において、制御部は、位相差検出値Δθを求める（ステップＳ１）。
図２では、位相差検出器Ｂ１に、交流電圧ｖａと内部位相（前回値）θとが入力され、位相差検出値Δθが得られる。
まず、図３において、制御部は、位相差検出値Δθを求める（ステップＳ１）。
図２では、位相差検出器Ｂ１に、交流電圧ｖａと内部位相（前回値）θとが入力され、位相差検出値Δθが得られる。
次に、図３において、制御部は第１の周波数補正値Δｆ１を求める（ステップＳ２）。
図２では、位相差検出値Δθが、第１比例積分器Ｂ２を経て、周波数補正値Δｆ１となる。
図２では、位相差検出値Δθが、第１比例積分器Ｂ２を経て、周波数補正値Δｆ１となる。
次に、図３において、制御部は第２の周波数補正値Δｆ２を求める（ステップＳ３）。
図２では、加算器Ｂ５において、周波数基準値ｆｏと、周波数検出値ｆの前回値とが比較され、その差が、第２比例積分器Ｂ６を経て、周波数補正値Δｆ２となる。
図２では、加算器Ｂ５において、周波数基準値ｆｏと、周波数検出値ｆの前回値とが比較され、その差が、第２比例積分器Ｂ６を経て、周波数補正値Δｆ２となる。
次に、図３において、制御部は、周波数検出値ｆを求める（ステップＳ４）。
図２では、周波数補正値Δｆ１と、周波数補正値Δｆ２と、周波数基準値ｆｏとが相互に加算器Ｂ３により加算され、新しい周波数検出値ｆが得られる。最初に、新しい周波数検出値ｆを決める際は、前回値の周波数検出値ｆが用いられる。
図２では、周波数補正値Δｆ１と、周波数補正値Δｆ２と、周波数基準値ｆｏとが相互に加算器Ｂ３により加算され、新しい周波数検出値ｆが得られる。最初に、新しい周波数検出値ｆを決める際は、前回値の周波数検出値ｆが用いられる。
次に、図３において、制御部は、内部位相θを求める（ステップＳ５）。
図２では、周波数検出値ｆが積分器Ｂ４を経て内部位相θとなる。内部位相θは、位相同期ループＬの出力であり、また、この位相同期ループＬの中に、ループ内ループとして、周波数フィードバックループＦが組み込まれていることになる。
図２では、周波数検出値ｆが積分器Ｂ４を経て内部位相θとなる。内部位相θは、位相同期ループＬの出力であり、また、この位相同期ループＬの中に、ループ内ループとして、周波数フィードバックループＦが組み込まれていることになる。
次に、図３において、制御部は、電圧指令値ｖａ＊を求める（ステップＳ６）。
図２では、内部位相θと、電圧振幅基準値Ｅ０とに基づいて、電圧指令部Ｂ７が電圧指令値ｖａ＊を出力する。
図２では、内部位相θと、電圧振幅基準値Ｅ０とに基づいて、電圧指令部Ｂ７が電圧指令値ｖａ＊を出力する。
次に、図３において、制御部は、電圧補正値Δｖａを求める（ステップＳ７）。
図２では、電圧指令値ｖａ＊と交流電圧ｖａとが加算器Ｂ８により比較され、比例器Ｂ９により比例処理を施されて電圧補正値Δｖａとなる。なお、電圧補正値Δｖａを求める演算には、交流電流ｉａを用いることもできる。
図２では、電圧指令値ｖａ＊と交流電圧ｖａとが加算器Ｂ８により比較され、比例器Ｂ９により比例処理を施されて電圧補正値Δｖａとなる。なお、電圧補正値Δｖａを求める演算には、交流電流ｉａを用いることもできる。
電圧補正値Δｖａの演算に、仮に、比例積分制御を用いると、２台のインバータの交流電圧ｖａの偏差が大きくなるに従って、２台のインバータの間に流れる横流による無効電力が大きくなる。この結果、出力電流に偏差、直流分、及び、位相差が発生する。しかし、比例制御（比例器Ｂ９）とすれば２台のインバータ間で交流電圧ｖａに偏差が１％程度あっても横流は、ほとんど流れず、２台のインバータの出力は均一になる。
そして、図３において、制御部は、インバータの制御信号を求める（ステップＳ８）。
図２では、電圧指令値ｖａ＊と電圧補正値Δｖａとに基づいてＰＷＭ信号生成部Ｂ１０により、パルス幅変調されたインバータ制御信号が生成され、これに基づいてインバータのゲート駆動信号が得られる。ＰＷＭ信号生成部Ｂ１０には、直流電圧ｖｉも与えられている。
図２では、電圧指令値ｖａ＊と電圧補正値Δｖａとに基づいてＰＷＭ信号生成部Ｂ１０により、パルス幅変調されたインバータ制御信号が生成され、これに基づいてインバータのゲート駆動信号が得られる。ＰＷＭ信号生成部Ｂ１０には、直流電圧ｖｉも与えられている。
図３のフローチャートに示す処理は、インバータ１，２の自立運転中、繰り返し実行される。
図２において、位相差検出器Ｂ１、第１比例積分器Ｂ２、加算器Ｂ３、及び、積分器Ｂ４は、位相同期ループＬを形成している。
また、加算器Ｂ３、加算器Ｂ５、及び、第２比例積分器Ｂ６は、周波数フィードバックループＦを形成している。自立運転ではなく、系統連系運転を行う場合のインバータは、このような周波数フィードバックループＦを使用しなくてもよい。
図２において、位相差検出器Ｂ１、第１比例積分器Ｂ２、加算器Ｂ３、及び、積分器Ｂ４は、位相同期ループＬを形成している。
また、加算器Ｂ３、加算器Ｂ５、及び、第２比例積分器Ｂ６は、周波数フィードバックループＦを形成している。自立運転ではなく、系統連系運転を行う場合のインバータは、このような周波数フィードバックループＦを使用しなくてもよい。
《検証》
まず、上記のような周波数フィードバックループを使用しない制御の参考例から、シミュレーションにより検証する。
まず、上記のような周波数フィードバックループを使用しない制御の参考例から、シミュレーションにより検証する。
（参考例１）
図４は、系統連系運転を行う場合と同様の制御により、第１，第２の２台のインバータを自立出力で並列運転した場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～２秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。この制御では、第１のインバータを先に運転して、１秒後に第２のインバータの運転を開始している。
図４は、系統連系運転を行う場合と同様の制御により、第１，第２の２台のインバータを自立出力で並列運転した場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～２秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。この制御では、第１のインバータを先に運転して、１秒後に第２のインバータの運転を開始している。
（ａ）は、交流電圧ｖａと、第１のインバータが出力する交流電流とを、重ねて表示した波形図である。振幅が大きい方が交流電圧ｖａ、小さい方が交流電流である。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。０～約１．１秒までは、振幅の大きい方が第１のインバータ、振幅の小さい方が第２のインバータである。約１．１秒～約１．５秒では、両者が互いに重なっている。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。０～約１．１秒までは、振幅の大きい方が第１のインバータ、振幅の小さい方が第２のインバータである。約１．１秒～約１．５秒では、両者が互いに重なっている。
図４の（ｄ）より、第２のインバータの出力開始後すぐに、２台のインバータは出力電流を均等に分担し、横流もほとんど発生しない。しかし、（ｂ）に示すように、電圧ｖｑは０にならず、－２０Ｖ付近にとどまっている。周波数は、（ｃ）に示すように、初期値から下がり続け、１．５秒を超えると制御不能になった。系統電圧がある場合には、位相同期ループに入力する交流電圧の位相は、位相同期ループの内部周波数によらず一定である。そのため、ｄｑ変換で得られる電圧ｖｑを位相比較器として使うことができる。しかし、自立出力では交流電圧の位相が内部周波数によって変化するので、交流電圧を基準位相にすると周波数は収束しない。
（参考例２）
図５は、周波数を６０Ｈｚに固定した基準電圧信号を用いて、第１，第２の２台のインバータを自立出力で並列運転した場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～１０秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。右端には、１０秒直前の横軸（時間軸）を拡大し、かつ、（ｃ）及び（ｄ）については縦軸も拡大した図を示している。
図５は、周波数を６０Ｈｚに固定した基準電圧信号を用いて、第１，第２の２台のインバータを自立出力で並列運転した場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～１０秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。右端には、１０秒直前の横軸（時間軸）を拡大し、かつ、（ｃ）及び（ｄ）については縦軸も拡大した図を示している。
（ａ）は、交流電圧ｖａと、第１のインバータが出力する交流電流とを、重ねて表示した波形図である。振幅が大きい方が交流電圧ｖａ、０付近で振動するのが交流電流である。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。第１のインバータより１秒遅れて第２のインバータが運転開始している。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。第１のインバータより１秒遅れて第２のインバータが運転開始している。
図５の（ｂ）によれば電圧Ｖｑは０となり、位相同期ループの出力周波数は（ｃ）に示すように、６０Ｈｚに収束する。しかし、この制御では、２台のインバータに共通の基準電圧信号を共有するための信号線が必要になる。そのため、信号線へのノイズの影響を受けやすくなる。
（図２の制御ブロック図に基づく制御）
図６は、図２の制御ブロック図に基づく制御を行った場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～１０秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。右端には、１０秒直前の横軸（時間軸）を拡大し、かつ、（ｃ）及び（ｄ）については縦軸も拡大した図を示している。周波数フィードバックループＦにおける第２比例積分器Ｂ６の比例ゲインを０．２、積分時定数を０．０１秒とした。
図６は、図２の制御ブロック図に基づく制御を行った場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（０～１０秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。右端には、１０秒直前の横軸（時間軸）を拡大し、かつ、（ｃ）及び（ｄ）については縦軸も拡大した図を示している。周波数フィードバックループＦにおける第２比例積分器Ｂ６の比例ゲインを０．２、積分時定数を０．０１秒とした。
（ａ）は、交流電圧ｖａと、第１のインバータが出力する交流電流とを、重ねて表示した波形図である。振幅が大きい方が交流電圧ｖａ、０付近で振動するのが交流電流である。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。第１のインバータより１秒遅れて第２のインバータが運転開始している。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。第１のインバータより１秒遅れて第２のインバータが運転開始している。
図６によれば、（ｂ）に示すように、電圧ｖｑは０にはならないが、負の一定値に収束する。位相同期ループＬの周波数は、（ｃ）に示すように、概ね目標どおりの一定値に収束する。また、（ｄ）に示すように、第２のインバータが運転開始してからの出力電流は２台で均等に分担され、力率１で、直流分も発生していない。制御不能となるような事態は発生せず、周波数は安定している。このように、位相同期ループＬの周波数制御に、周波数フィードバックループＦを取り入れたことで、自立出力を交流電路に提供するインバータの並列運転を安定させることができる。
《発電機との並列運転》
図８の（ａ）は、図２に示す周波数フィードバック付きの位相同期ループを有するインバータの、並列運転を行った場合において、インバータ（電力変換部）の出力電流Ｉと、内部位相差φとの関係の一例を示すグラフである。位相差φは出力電流Ｉと比例的な関係にあり、出力電流Ｉが増大すれば、位相差φも増大する。これは、同期発電機の出力電流と内部位相角との関係と同様である。
図８の（ａ）は、図２に示す周波数フィードバック付きの位相同期ループを有するインバータの、並列運転を行った場合において、インバータ（電力変換部）の出力電流Ｉと、内部位相差φとの関係の一例を示すグラフである。位相差φは出力電流Ｉと比例的な関係にあり、出力電流Ｉが増大すれば、位相差φも増大する。これは、同期発電機の出力電流と内部位相角との関係と同様である。
図８の（ｂ）は、等価的な誘導起電力Ｅと、位相差φと、交流電圧Ｖとの関係を示すベクトル図である。ここで、インバータを、同期リアクタンスｘｓの同期発電機と考えると、位相差φは、ｓｉｎφ≒φとすれば、以下の関係となる。
φ≒（ｊｘｓＩ）／Ｅ
すなわち、位相同期ループに周波数フィードバック処理を付加したインバータは、一種の仮想同期発電機（ＶＳＧ：Ｖｅｒｔｕａｌ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）として動作する。従って、当該インバータは、同期発電機との並列運転も可能である。
φ≒（ｊｘｓＩ）／Ｅ
すなわち、位相同期ループに周波数フィードバック処理を付加したインバータは、一種の仮想同期発電機（ＶＳＧ：Ｖｅｒｔｕａｌ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）として動作する。従って、当該インバータは、同期発電機との並列運転も可能である。
図７は、図１の並列インバータシステム１００と、商用電力系統の発電機とを並列運転した場合の、シミュレーション結果である。（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）における横軸は共通であり、時間を表している（９．９～１０．１秒）。縦軸の数値は、電圧、電流又は周波数を表している。
図７の（ａ）は、交流電圧ｖａと、第１のインバータが出力する交流電流とを、重ねて表示した波形図である。振幅が大きい方が交流電圧ｖａ、０付近で振動するのが交流電流である。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。時刻１０秒で発電機を解列している。
（ｂ）は、ｄｑ変換後の２相の電圧ｖｄ（上）、ｖｑ（下）の波形図である。
（ｃ）は、位相同期ループの出力周波数である。
（ｄ）は、第１のインバータ及び第２のインバータの出力電流である。時刻１０秒で発電機を解列している。
図７に示すように、２台のインバータと発電機とを互いに並列接続した場合にも、並列運転は可能であり、２台のインバータの出力電流は一致した。但し、出力電流には実効値の５０％強の直流分が含まれており、力率は０．８２４に低下する。負荷には直流分は流れておらず、インバータが出力する直流電流成分を交流電源が吸収している。
電流指令値の演算には、直流分抑制のためのハイパスフィルタ、及び、発振抑制のためのローパスフィルタを設ける。その結果として、直流分は低減され、力率は０．９９３に改善される。１０秒経過後に発電機を解列すると、交流電圧ｖａは、ほとんど変化せず、２台のインバータの出力電流が増えて、発電機が負担していた電流を補った。解列後は電圧ｖｑ及び位相同期ループの出力周波数が僅かに低下したが、２台のインバータが負荷電流２０Ａの半分をそれぞれ均等に負担している。
２台のインバータが負担する電流の割合を制御するには、インバータの出力に応じて、制御目標値を変化させればよい。電圧位相を進めれば有効電力が増え、電圧振幅を大きくすれば無効電力が増えるので、最も単純な方法としては、例えば電圧指令値ｖ＊を、
ｖ＊＝Ｅ＊ｃｏｓ２πｆ＊ｔ
とすると、無効電力の増大に応じて電圧振幅目標値Ｅ＊が低下し、また、有効電力の増大に応じて周波数目標値ｆ＊が低下する垂下特性を付与することが考えられる。
ｖ＊＝Ｅ＊ｃｏｓ２πｆ＊ｔ
とすると、無効電力の増大に応じて電圧振幅目標値Ｅ＊が低下し、また、有効電力の増大に応じて周波数目標値ｆ＊が低下する垂下特性を付与することが考えられる。
位相同期ループの出力位相は、同期発電機と同様に交流電圧よりも進み、位相差はインバータの出力電流に比例して増加する。このような位相同期ループで制御した自立出力のインバータは、複数台を並列運転するだけでなく、他の交流電源との並列運転も行うことができ、仮想同期発電機として扱うことができる。
《まとめ》
以上の開示は、一般化して以下のように表現することができる。
図１に示した第１のインバータ（１）及び第２のインバータ（２）の各々における制御部は、交流電圧（Ｖａ）に基づいて実行する位相同期ループ（Ｌ）において周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値（Δｆ２）を加える周波数フィードバック処理（周波数フィードバックループ（Ｆ））を付加している。
このようなインバータは、自立出力の周波数が目標値に漸近して収束する。従って、かかるインバータを複数台並列に接続した場合、または、他の交流電源と並列接続した場合に、安定した並列運転を行うことができる。
以上の開示は、一般化して以下のように表現することができる。
図１に示した第１のインバータ（１）及び第２のインバータ（２）の各々における制御部は、交流電圧（Ｖａ）に基づいて実行する位相同期ループ（Ｌ）において周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値（Δｆ２）を加える周波数フィードバック処理（周波数フィードバックループ（Ｆ））を付加している。
このようなインバータは、自立出力の周波数が目標値に漸近して収束する。従って、かかるインバータを複数台並列に接続した場合、または、他の交流電源と並列接続した場合に、安定した並列運転を行うことができる。
より具体的には、前記周波数補正値（Δｆ２）を第２の周波数補正値とすると、制御部は、電圧センサ（１９，２９）の検出出力に基づく電圧位相と位相同期ループ（Ｌ）内の内部位相との偏差に基づいて、第１の周波数補正値（Δｆ１）を求める第１演算と、周波数基準値(ｆｏ)に、第１の周波数補正値（Δｆ１）及び第２の周波数補正値（Δｆ２）を加算して新たな周波数検出値（ｆ）を求める第２演算と、新たな周波数検出値（ｆ）に基づいて、新たな周波数検出値に基づいて電力変換部（１Ｂ，２Ｂ）の出力を制御する制御する制御信号を生成する第３演算と、を実行する。
上記の第２演算を行うことにより、自立出力の周波数が収束しない状態に陥るのを抑制することができる。
上記の第２演算を行うことにより、自立出力の周波数が収束しない状態に陥るのを抑制することができる。
また、第３演算には、新たな周波数検出値（ｆ）に基づいて電圧指令値（ｖａ＊）を求めること、及び、電圧指令値（ｖａ＊）と、交流電圧との偏差に、比例演算を施して電圧補正値（Δｖａ）を求めること、が含まれる。
この場合、比例積分演算ではなく比例演算を行うことにより、他の交流電源との間で、交流電圧として検出した値に差があっても、横流を抑制することができる。
この場合、比例積分演算ではなく比例演算を行うことにより、他の交流電源との間で、交流電圧として検出した値に差があっても、横流を抑制することができる。
《順変換（充電）について補足》
図１のインバータ１，２は、自立出力のインバータとして説明したが、直流電圧源が蓄電池に基づく場合は、インバータ１，２（電力変換部１Ｂ，２Ｂ）は、交流電力から直流電力への変換を行うようにしてもよい。例えば、交流電路５に、太陽光発電を電源とする系統連系型のインバータのように、交流電路５の電圧に同期する電流を出力する交流電源（電流源）が接続された場合を考える。この場合、制御部１Ａ，２Ａは、交流電源の交流電力を直流電力に変換して電力変換部１Ｂ，２Ｂの直流側に接続される蓄電池を充電するよう制御する。負荷６での消費電力の余剰電力を、インバータ１，２が順変換（交流→直流）して直流電圧源３，４に含まれる蓄電池を充電することができる。なお。この場合は、インバータの位相同期ループにおける内部位相は、交流電圧の位相より遅れる。
図１のインバータ１，２は、自立出力のインバータとして説明したが、直流電圧源が蓄電池に基づく場合は、インバータ１，２（電力変換部１Ｂ，２Ｂ）は、交流電力から直流電力への変換を行うようにしてもよい。例えば、交流電路５に、太陽光発電を電源とする系統連系型のインバータのように、交流電路５の電圧に同期する電流を出力する交流電源（電流源）が接続された場合を考える。この場合、制御部１Ａ，２Ａは、交流電源の交流電力を直流電力に変換して電力変換部１Ｂ，２Ｂの直流側に接続される蓄電池を充電するよう制御する。負荷６での消費電力の余剰電力を、インバータ１，２が順変換（交流→直流）して直流電圧源３，４に含まれる蓄電池を充電することができる。なお。この場合は、インバータの位相同期ループにおける内部位相は、交流電圧の位相より遅れる。
《その他》
なお、図１のフルブリッジ回路１０，２０は、２レグの単相インバータ回路であるが、３レグの三相インバータ回路であっても、同様に、図２、図３の処理を適用することができる。
なお、図１のフルブリッジ回路１０，２０は、２レグの単相インバータ回路であるが、３レグの三相インバータ回路であっても、同様に、図２、図３の処理を適用することができる。
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１ 第１のインバータ
１Ａ 制御部
１Ｂ 電力変換部
２ 第２のインバータ
２Ａ 制御部
２Ｂ 電力変換部
３，４ 直流電圧源
５ 交流電路
６ 負荷
１０ フルブリッジ回路
１１，１２，１３，１４ スイッチング素子
１１ｄ，１２ｄ，１３ｄ，１４ｄ ダイオード
１５ 交流リアクトル
１６交流側コンデンサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
２０ フルブリッジ回路
２１，２２，２３，２４ スイッチング素子
２１ｄ，２２ｄ，２３ｄ，２４ｄ ダイオード
２５ 交流リアクトル
２６交流側コンデンサ
２７ 電圧センサ
２８ 電流センサ
２９ 電圧センサ
１００ 並列インバータシステム
Ｂ１ 位相差検出器
Ｂ２ 第１比例積分器
Ｂ３ 加算器
Ｂ４ 積分器
Ｂ５ 加算器
Ｂ６ 第２比例積分器
Ｂ７ 電圧指令部
Ｂ８ 加算器
Ｂ９ 比例器
Ｂ１０ ＰＷＭ信号生成部
Ｆ 周波数フィードバックループ
Ｌ 位相同期ループ
１Ａ 制御部
１Ｂ 電力変換部
２ 第２のインバータ
２Ａ 制御部
２Ｂ 電力変換部
３，４ 直流電圧源
５ 交流電路
６ 負荷
１０ フルブリッジ回路
１１，１２，１３，１４ スイッチング素子
１１ｄ，１２ｄ，１３ｄ，１４ｄ ダイオード
１５ 交流リアクトル
１６交流側コンデンサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
２０ フルブリッジ回路
２１，２２，２３，２４ スイッチング素子
２１ｄ，２２ｄ，２３ｄ，２４ｄ ダイオード
２５ 交流リアクトル
２６交流側コンデンサ
２７ 電圧センサ
２８ 電流センサ
２９ 電圧センサ
１００ 並列インバータシステム
Ｂ１ 位相差検出器
Ｂ２ 第１比例積分器
Ｂ３ 加算器
Ｂ４ 積分器
Ｂ５ 加算器
Ｂ６ 第２比例積分器
Ｂ７ 電圧指令部
Ｂ８ 加算器
Ｂ９ 比例器
Ｂ１０ ＰＷＭ信号生成部
Ｆ 周波数フィードバックループ
Ｌ 位相同期ループ
Claims (7)
- 交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータであって、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、インバータ。 - 前記周波数補正値を第２の周波数補正値とすると、前記制御部は、
前記電圧センサの検出出力に基づく電圧位相と前記位相同期ループ内の内部位相との偏差に基づいて、第１の周波数補正値を求める第１演算と、
前記周波数基準値に、前記第１の周波数補正値及び前記第２の周波数補正値を加算して新たな周波数検出値を求める第２演算と、
前記新たな周波数検出値に基づいて前記電力変換部の出力を制御する制御信号を生成する第３演算と、
を実行する請求項１に記載のインバータ。 - 前記第３演算には、
前記新たな周波数検出値に基づいて電圧指令値を求めること、及び、
前記電圧指令値と、前記交流電圧との偏差に、比例演算を施して電圧補正値を求めること、
が含まれる請求項２に記載のインバータ。 - 前記内部位相は、前記電力変換部の出力電流に応じて変化する前記交流電圧の位相、に対して位相差を有する請求項２又は請求項３に記載のインバータ。
- 前記電力変換部は、交流電力から直流電力への変換も可能であり、
前記制御部は、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記電力変換部の直流側に接続される直流電圧源を充電するよう、前記電力変換部を制御する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のインバータ。 - 交流電路に自立出力を提供する第１インバータと、
前記第１インバータと並列に前記交流電路に接続され、前記交流電路に自立出力を提供する第２インバータと、を備えた並列インバータシステムであって、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの各々は、
直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給する電力変換部と、
前記交流電路の交流電圧を検出する電圧センサと、
前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、並列インバータシステム。 - 交流電源が接続された交流電路に並列に接続され自立出力を提供するインバータの制御方法であって、
電力変換部により、直流電力を交流電力に変換して前記交流電路に電力を供給し、
前記電力変換部を制御する制御部は、前記交流電路の交流電圧に基づいて実行する位相同期ループにおいて周波数検出値を算出する演算に、当該周波数検出値の前回値と周波数基準値との比較結果に比例積分を施して得た周波数補正値を加える周波数フィードバック処理を付加する、
インバータの制御方法。
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