JP7340779B2 - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、各種電子機器に使用されるＤＣＤＣコンバータに関する。

図６は従来のＤＣＤＣコンバータ１の回路ブロック図である。ＤＣＤＣコンバータ１は、コンバータ部２と比較器３と入力端４と出力端５とを有する。直流電源６が入力端４に接続され、負荷７が出力端５に接続されている。出力端５の電圧が比較器３で基準電圧ＶＢと比較され、比較結果に応じてコンバータ部２が制御されることによって、ＤＣＤＣコンバータ１が出力端５を通じて負荷７へ供給する電圧の安定化が図られている。

ＤＣＤＣコンバータ１に類似の従来のＤＣＤＣコンバータは、例えば特許文献１に開示されている。

特開２００９－２０６４１号公報

ＤＣＤＣコンバータは、入力端に接続されたスイッチ素子と、スイッチ素子に第１接続点で接続された結合コンデンサと、結合コンデンサに第２接続点で接続されて出力端に第３接続点で接続された第１インダクタと、スイッチ素子を制御する制御回路と、第１接続点とグランドとに接続された第２インダクタと、第２接続点とグランドとに接続された第１ダイオードと、第３接続点とグランドとに接続された平滑コンデンサと、駆動電圧を供給されて出力端の電圧を基準電圧と比較して制御回路へ比較結果を出力する比較器と、第２接続点と比較器とに接続されて比較器を駆動する駆動電圧を供給する第２ダイオードと、第２ダイオードとグランドとに接続された出力コンデンサとを備える。

このＤＣＤＣコンバータは動作が安定している。

図１は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの回路ブロック図である。 図２は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態を示す回路ブロック図である。 図３は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの動作状態を示す回路ブロック図である。 図４は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの動作タイミングを示す図である。 図５は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの動作タイミングを示す図である。 図６は従来のＤＣＤＣコンバータの回路ブロック図である。

図１は実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータの回路ブロック図である。ＤＣＤＣコンバータ８は、入力端９と出力端１０とスイッチ素子１１と結合コンデンサ１２とインダクタ１３と制御回路１４とインダクタ１５とダイオード１６と平滑コンデンサ１７と比較器１８とダイオード１９と出力コンデンサ２０とを含む。スイッチ素子１１と結合コンデンサ１２とインダクタ１３とは、入力端９から出力端１０へと順に直列に接続されている。インダクタ１５は、スイッチ素子１１と結合コンデンサ１２とを接続する接続点Ｊ１と、グランドＧＮＤとを接続する。ダイオード１６は、結合コンデンサ１２とインダクタ１３とを接続する接続点Ｊ２と、グランドＧＮＤとを接続する。ダイオード１６のカソードは接続点Ｊ２に、アノードはグランドＧＮＤに接続されている。平滑コンデンサ１７は、インダクタ１３と出力端１０とを接続する接続点Ｊ３と、グランドＧＮＤとを接続する。

比較器１８は、基準電圧ＶＢと出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴとを比較演算して、演算結果を制御回路１４へ出力する。制御回路１４は比較器１８での演算結果に基づいてスイッチ素子１１の動作を制御する。ダイオード１９は、結合コンデンサ１２とインダクタ１３とを接続する接続点Ｊ２と比較器１８とを接続する供給路２１に設けられている。ダイオード１９のアノード１９Ｂは接続点Ｊ２に接続され、カソード１９Ａは比較器１８に接続されている。供給路２１は比較器１８を駆動する駆動電圧ＶＣＣを供給する。また、出力コンデンサ２０は、ダイオード１９のカソード１９ＡとグランドＧＮＤに接続されている。スイッチ素子１１は、入力端９に接続された一端１１Ａと、他端１１Ｂとを有する。結合コンデンサ１２は、スイッチ素子１１の他端１１Ｂに接続点Ｊ１で接続された一端１２Ａと、他端１２Ｂとを有する。インダクタ１３は、結合コンデンサ１２の他端１２Ｂに接続点Ｊ２で接続された一端１３Ａと、出力端１０に接続点Ｊ３で接続された他端１３Ｂとを有する。制御回路１４は、スイッチ素子１１を制御する。インダクタ１５は、接続点Ｊ１に接続された一端１５Ａと、グランドＧＮＤに接続された他端１５Ｂとを有する。ダイオード１６は、接続点Ｊ２に接続されたカソード１６Ａと、グランドＧＮＤに接続されたアノード１６Ｂとを有する。平滑コンデンサ１７は、接続点Ｊ３に接続された一端１７Ａと、グランドＧＮＤに接続された他端１７Ｂとを有する。比較器１８は、駆動電圧ＶＣＣで駆動されて、出力端１０の電圧を基準電圧ＶＢと比較して制御回路１４へ比較結果を出力するように構成されている。ダイオード１９は、接続点Ｊ２に接続されたアノード１９Ｂと、比較器１８に接続されたカソード１９Ａとを有して、カソード１９Ａから比較器１８を駆動する駆動電圧ＶＣＣを供給するように構成されている。出力コンデンサ２０は、ダイオード１９のカソード１９Ａに接続された一端２０Ａと、グランドＧＮＤに接続された他端２０Ｂとを有する。センサ２４は出力端１０から出力される出力電流ＩＣを検出する。

入力端９には直流電源２３が接続されるように構成されている。実施の形態において、出力端１０には蓄電装置２２が接続されるように構成されている。比較器１８は、出力電圧ＶＯＵＴが入力される非反転入力端１８Ａと、基準電圧ＶＢが入力される反転入力端１８Ｂと、制御回路１４に接続された出力端１８Ｃとを有する。制御回路１４はスイッチ素子１１に制御信号ＳＣを出力する。スイッチ素子１１は、制御信号ＳＣに応じて端１１Ａを端１１Ｂに接続してオンしたり、端１１Ａを端１１Ｂから切断してオフしたりする。

ＤＣＤＣコンバータ８は、動作時に入力端９の電圧ＶＩＮを出力端１０へ出力電圧ＶＯＵＴに昇圧して印加する。

図６に示す従来のＤＣＤＣコンバータ１では、比較器３は、コンバータ部２あるいは直流電源６から供給された駆動電圧ＶＣＣにより駆動される。比較器３が正確に動作するために、駆動電圧ＶＣＣは、基準電圧ＶＢや検出電圧ＶＤあるいは比較器３への入力電圧ＶＡに比較して十分に高い電圧値を有する必要がある。

しかしながら、ＤＣＤＣコンバータ１では、コンバータ部２からの出力電圧が直流電源６の電圧と同等、あるいは同等以上となるようにコンバータ部２が動作し、直流電源６から直接に比較器３が駆動電圧ＶＣＣを受けているときには、駆動電圧ＶＣＣが基準電圧ＶＢや入力電圧ＶＡと近い値を有する、あるいは、駆動電圧ＶＣＣが基準電圧ＶＢや入力電圧ＶＡよりも低い値を有する。この結果、比較器３が動作せず、コンバータ部２の出力電圧が不安定化する場合がある。

それに対して、実施の形態におけるＤＣＤＣコンバータ８では、出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴにかかわらず、供給路２１の特に出力コンデンサ２０の高電位端に相当するダイオード１９のカソード１９Ａには、常時において出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴよりも高い値の電圧が存在することになる。したがって、比較器１８には、入力端９の電圧ＶＩＮや、出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴに近い値として設定されている基準電圧ＶＢよりも高い電圧が供給路２１から駆動電圧ＶＣＣとして供給される。この結果、比較器１８はＤＣＤＣコンバータ８の一部から安定した電圧を得ることができ、ＤＣＤＣコンバータ８の動作が安定する。

以下で、ＤＣＤＣコンバータ８の構成および動作について詳しく説明する。図２と図３はＤＣＤＣコンバータ８の動作状態の回路ブロック図である。

図２はスイッチ素子１１がオンのときのＤＣＤＣコンバータ８の回路の概要が示し、図３はスイッチ素子１１がオフのときのＤＣＤＣコンバータ８の回路の概要を示す。出力端１０に蓄電装置２２が接続され、実施の形態では、蓄電装置２２は電気二重層コンデンサであり、ＤＣＤＣコンバータ８が直流電源２３から出力された入力端９の電圧ＶＩＮを昇圧して出力電圧ＶＯＵＴを発生して、出力電圧ＶＯＵＴを出力端１０から蓄電装置２２に印加して、蓄電装置２２を充電する充電回路として動作する。

図４はＤＣＤＣコンバータ８の動作タイミングチャートである。まず、時点Ｔ０で、ＤＣＤＣコンバータ８が搭載された電源装置が起動する。あるいは、ＤＣＤＣコンバータ８を起動させるための信号がＤＣＤＣコンバータ８の制御回路１４へ発信される。ＤＣＤＣコンバータ８が起動すると、出力端１０から蓄電装置２２を充電するための出力電流ＩＣが出力されるように、制御回路１４はＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をスイッチ素子１１に供給してスイッチ素子１１がオンオフするようにスイッチ素子１１を制御する。

図２に示すようにスイッチ素子１１がオンであるとき、破線の方向に電流が流れることとなり、インダクタ１５には矢印で決めす極性を有する電圧ＶＩＮが発生し、接続点Ｊ２に接続された正極の端１２Ａを有する結合コンデンサ１２には矢印で示す極性を有する電圧ＶＣ１が生じる。これにより、接続点Ｊ２には電圧ＶＩＮ、ＶＣ１の和の電圧（ＶＩＮ＋ＶＣ１）が生じる。また、電圧（ＶＩＮ＋ＶＣ１）は、蓄電装置２２への充電電圧に相当する出力電圧ＶＯＵＴとインダクタ１３に生じた矢印で示す極性を有する電圧ＶＬ１との和である電圧（ＶＯＵＴ＋ＶＬ１）に等しい。ここで、接続点Ｊ２での電圧（ＶＩＮ＋ＶＣ１）すなわち電圧（ＶＯＵＴ＋ＶＬ１）は、ダイオード１９および供給路２１を通じ、出力コンデンサ２０によって平滑される。平滑された電圧は駆動電圧ＶＣＣとして比較器１８へ供給される。このとき、定電流ＩＫの出力電流ＩＣが蓄電装置２２へ供給されるように、制御回路１４はセンサ２４で検出された出力電流ＩＣに応じてスイッチ素子１１を制御し、蓄電装置２２の充電電圧に相当する出力電圧ＶＯＵＴは時間の経過とともに蓄電装置２２の充電電圧に従属して上昇する。

ＤＣＤＣコンバータ８は、出力電流ＩＣを検出するセンサ２４の代わりに、結合コンデンサ１２あるいはインダクタ１３に流れる電流を検出するセンサを有していてもよい。電流を検出するこれらのセンサは、例えば、電流が流れる経路に直列に接続された検出用抵抗により構成されている。この場合、検出用抵抗の両端の電位差を制御回路１４が検出し、この電位差に基づいて制御回路１４が電位差を演算することによって出力電流ＩＣを検出する。あるいは、これらのセンサは、検出用抵抗に代えて非接触検出が可能な電流センサであってもよく、この電流センサによって制御回路１４が出力電流ＩＣを検出してもよい。

上記の検出用抵抗が電流の経路に直列に挿入されても、駆動電圧ＶＣＣが出力電圧ＶＯＵＴよりも高い値となる関係は維持されるので、ＤＣＤＣコンバータ８の動作は安定する。また、直流抵抗が挿入されるだけの簡単な構成で、出力電流ＩＣの検出が可能となる。

比較的長い停止の期間を経てＤＣＤＣコンバータ８が起動する時点Ｔ０において、出力コンデンサ２０の端２０Ａ、２０Ｂ間の電圧はほぼ０Ｖなので、比較器１８を駆動する駆動電圧ＶＣＣの値は入力端９の電圧ＶＩＮに概ね一致する。入力端９に接続された直流電源２３の電圧ＶＩＮの値が比較器１８を駆動可能な値に設定されることで、時点Ｔ０で比較器１８は動作が可能となる。また、時点Ｔ０からは出力電圧ＶＯＵＴおよび駆動電圧ＶＣＣは同じ傾きで漸増する。これは結合コンデンサ１２および平滑コンデンサ１７と蓄電装置２２に蓄積される電荷が時間と共に漸増することと、駆動電圧ＶＣＣは出力電圧ＶＯＵＴと入力端９の電圧ＶＩＮとの和に相当することを示している。実施の形態では、時点Ｔ０から時点Ｔ２まで、出力電流ＩＣが定電流ＩＫを維持するように、検出された出力電流ＩＣに基づいて制御回路１４がスイッチ素子１１をＰＷＭ制御で繰り返してオンオフしてスイッチ素子１１を制御する。これにより、出力電圧ＶＯＵＴおよび駆動電圧ＶＣＣは同じ傾きで直線的に漸増する。時点Ｔ０から時点Ｔ２の間の時点Ｔ１では、制御回路１４はスイッチ素子１１をオンにして図２に示す回路を構成するか、またはスイッチ素子１１をオフにして図３に示す回路を構成している。

実施の形態では、基準電圧ＶＢは蓄電装置２２の満充電電圧ＶＦに一致させる。時点Ｔ２で蓄電装置２２が満充電状態となり出力電圧ＶＯＵＴが基準電圧ＶＢすなわち満充電電圧ＶＦに達すると、出力電圧ＶＯＵＴの値と駆動電圧ＶＣＣの値との差が所定の電位差を維持するように出力電圧ＶＯＵＴの値と駆動電圧ＶＣＣが共に一定となる。これはいいかえると、ＤＣＤＣコンバータ８は、時点Ｔ０から時点Ｔ２までの期間において定電流出力動作であった状態から、時点Ｔ２以降、ＤＣＤＣコンバータ８が停止する時点Ｔ３までは定電圧出力動作の状態へと切り替わる。このとき、駆動電圧ＶＣＣは、出力電圧ＶＯＵＴに電圧ＶＬ１を加算した値を有する定電圧ＶＣＣＭとなる。ここで、結合コンデンサ１２と平滑コンデンサ１７との容量は実質的に同一としてもよく、あるいは異なっていてもよい。また、インダクタ１３とインダクタ１５とのインダクタンス値とは実質的に同一としてもよく、あるいは異なっていてもよい。

図２においてダイオード１６は、回路素子として存在するものの回路の挙動としては存在しない状態と同様であるため、破線で図示している。

図３に示すようにスイッチ素子１１がオフであるとき、破線の方向に電流が流れることとなり、インダクタ１５に蓄えられていたエネルギーの放出に伴いインダクタ１５の端１５Ａ、１５Ｂ間に矢印で示す極性を有する電圧ＶＣ１が発生する。インダクタ１５の端１５Ａ、１５Ｂ間の電圧ＶＣ１は、ダイオード１６が導通することでインダクタ１５と結合コンデンサ１２とによる閉回路が形成されて、充電された結合コンデンサ１２が有する電圧ＶＣ１を相殺するように発生する。したがって、接続点Ｊ２の電圧は、結合コンデンサ１２の端１２Ａ、１２Ｂ間の電圧ＶＣ１がインダクタ１５の端１５Ａ、１５Ｂ間の電圧ＶＣ１によって相殺されることで０となる。同様に、インダクタ１３に蓄えられていたエネルギーの放出に伴い、インダクタ１３の端１３Ａ、１３Ｂ間には矢印で示す極性を有する出力電圧ＶＯＵＴが発生する。インダクタ１３の端１３Ａ、１３Ｂ間の出力電圧ＶＯＵＴは、ダイオード１６が導通することでインダクタ１３と平滑コンデンサ１７とによる閉回路が形成されることで、充電された平滑コンデンサ１７の端１７Ａ、１７Ｂ間の出力電圧ＶＯＵＴを相殺するように発生する、したがって、接続点Ｊ２の電圧は、先の場合と同様に平滑コンデンサ１７の端１７Ａ、１７Ｂ間の電圧ＶＯＵＴがインダクタ１３の端１３Ａ、１３Ｂ間の電圧ＶＯＵＴによって相殺されて０となる。

このとき、接続点Ｊ２の電圧は０であり、ダイオード１９のアノード１９Ｂに印加される電圧も０である。しかしながら、スイッチ素子１１のオンオフの切り替えは、時点Ｔ１の前後で短い時間間隔で交互に繰り返されているので、接続点Ｊ２の電圧が０であるときも、スイッチ素子１１がオンの状態で供給されていた電圧が出力コンデンサ２０によって平滑されて駆動電圧ＶＣＣは比較器１８へ供給され続ける。また、このとき定電流ＩＫの出力電流ＩＣが蓄電装置２２へ供給されるように制御回路１４はスイッチ素子１１を制御し、蓄電装置２２の充電電圧に連動し、かつ充電電圧に相当する出力電圧ＶＯＵＴは時間の経過とともに上昇する。

以上のように、比較器１８により基準電圧ＶＢと比較される出力電圧ＶＯＵＴは、比較器１８の駆動電圧ＶＣＣに比べて、常時において概ね直流電源２３によって供給される電圧ＶＩＮだけ低い値となる。いいかえると、駆動電圧ＶＣＣは常に、基準電圧ＶＢや充電電圧に相当する出力電圧ＶＯＵＴよりも高い値を有する。この結果、比較器１８はＤＣＤＣコンバータ８の供給路２１から安定した電圧を得ることができ、ＤＣＤＣコンバータ８の動作が安定する。

ここでＤＣＤＣコンバータ８は、出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴが直流電源２３の電圧ＶＩＮより高くなるように昇圧動作を行い、定電流ＩＫである出力電流ＩＣを蓄電装置２２へ供給する。そして、昇圧後の電圧であり、蓄電装置２２の充電状態を示す出力端１０の電圧である出力電圧ＶＯＵＴが、蓄電装置２２の充電状態を検出するために比較器１８へ入力されている。そして、比較される電圧ＶＯＵＴよりも高い値が必要となる駆動電圧ＶＣＣは、出力電圧ＶＯＵＴに連動する電圧を出力するＤＣＤＣコンバータ８の内部の接続点Ｊ２から供給される。したがって、比較器１８の駆動電圧ＶＣＣを維持するための独立した電源や複雑な分圧回路などを設ける必要はない。この結果、ＤＣＤＣコンバータ８の小型化が可能ともなる。

また、供給路２１を通じて比較器１８へ供給する電力は、出力端１０から蓄電装置２２へ供給する電力に比較して非常に小さな値である。このため、接続点Ｊ２からの電力供給はＤＣＤＣコンバータ８の蓄電装置２２に対する充電動作を実質的には妨げない。

先に述べたように、時点Ｔ２で蓄電装置２２の充電電圧に相当するＤＣＤＣコンバータ８の出力電圧ＶＯＵＴが満充電電圧ＶＦに達する。そして、出力電圧ＶＯＵＴが満充電電圧ＶＦに達したことを制御回路１４が比較器１８により検出すると、ＤＣＤＣコンバータ８は充電の動作を停止する。いいかえると、定電流ＩＫの出力電流ＩＣは供給されなくなる。そして、蓄電装置２２に印加される出力電圧ＶＯＵＴが一定に維持されるように制御回路１４はスイッチ素子１１を制御する。これによりＤＣＤＣコンバータ８からの出力電圧ＶＯＵＴは定電圧の満充電電圧ＶＦとなる。基準電圧ＶＢは必ずしも満充電電圧ＶＦである必要はなく、蓄電装置２２が必要とする電圧値である。

実施の形態では、基準電圧ＶＢは満充電電圧ＶＦと同じ値に設定する。蓄電部２２の電圧ＶＯＵＴが満充電電圧ＶＦ（基準電圧ＶＢ）よりも低い場合、比較器１８は制御回路１４へ信号を発信しない。このとき制御回路１４は、出力部１０に充電電流Ｉｃを供給するようにスイッチ素子１１を制御する。そして、蓄電部２２の電圧ＶＯＵＴが満充電電圧ＶＦ（基準電圧ＶＢ）以上となると、比較器１８は制御回路１４へ信号を発信し、制御回路１４は出力部１０に充電電流Ｉｃを供給しないようにスイッチ素子１１を制御する。

ＤＣＤＣコンバータ８では、接続点Ｊ１、Ｊ２に接続された結合コンデンサ１２により、入力端９から出力端１０へ電力が供給されていないときには入力端９は出力端１０から電気的に絶縁される。したがって、ＤＣＤＣコンバータ８によって直流電源２３の電力は消費されない。

たとえば、比較器１８に短絡故障が発生して駆動電圧ＶＣＣが強制的に０になった場合でも結合コンデンサ１２は直流電源２３からの電力を遮断する。このため、直流電源２３と直列にヒューズなどの保護装置が設けられている場合であっても、保護装置に影響を及ぼす短絡電流は生じず、ＤＣＤＣコンバータ８の補修のみで対応は可能となる。このように、直流電源２３には短絡電流が発生しないので、安全性を高められる。

時点Ｔ３でＤＣＤＣコンバータ８が停止する。ＤＣＤＣコンバータ８が停止しても、駆動電圧ＶＣＣが出力電圧ＶＯＵＴよりも高い電圧であるとの関係は維持されつつ、駆動電圧ＶＣＣと出力電圧ＶＯＵＴとの双方は漸減する。いいかえると蓄電装置２２に電気二重層コンデンサが用いられることによって、出力コンデンサ２０と蓄電装置２２とにおける自然放電は概ね同じ度合いで進行する。

時点Ｔ４で再度ＤＣＤＣコンバータ８が起動する。時点Ｔ３からＤＣＤＣコンバータ８が停止している間に出力コンデンサ２０と蓄電装置２２とにおける自然放電は概ね同じ度合いで進行することにより、時点Ｔ４で再度ＤＣＤＣコンバータ８が起動するときにおいても、駆動電圧ＶＣＣと出力電圧ＶＯＵＴとの上記の関係は維持される。したがってＤＣＤＣコンバータ８の特に比較器１８は安定して動作することができる。そして、時点Ｔ５で出力電圧ＶＯＵＴが基準電圧ＶＢすなわち満充電電圧ＶＦに達すると、時点Ｔ２での動作と同様に出力電流ＩＣの供給は停止され、ＤＣＤＣコンバータ８は定電圧出力の動作に切り替わる。定電圧出力の動作においては、ＤＣＤＣコンバータ８は先に述べたように蓄電装置２２の電圧を維持する。このため、ＤＣＤＣコンバータ８から蓄電装置２２への電力供給は間欠的なので、電力の供給量は小さい。

また、駆動電圧ＶＣＣはＤＣＤＣコンバータ８が動作しているときに限定して供給され、ＤＣＤＣコンバータ８が動作していないときには供給されない。いいかえると、ＤＣＤＣコンバータ８を搭載している車両が起動していないときにＤＣＤＣコンバータ８が動作する期間は、仮に存在しても車両が起動する直前や車両が起動状態から停止状態に切り替わった直後などの非常に短い期間となる。したがって、比較器１８が車両の停止期間中に消費する電力、いいかえると比較器１８が動作するための暗電流は発生しない。この結果、直流電源２３の劣化を抑制することも可能となる。

実施の形態において、ＤＣＤＣコンバータ８が起動するとき、比較器１８が正常に動作するために、駆動電圧ＶＣＣが比較器１８を正常に動作させる十分な所定値となるまでの期間で、制御回路１４はスイッチ素子１１をソフトスタートさせてもよい。図５は、ＤＣＤＣコンバータ８のソフトスタートの動作タイミングチャートである。具体的には、ＤＣＤＣコンバータ８が停止している際に蓄電装置２２に残存した電圧すなわち出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴが高い状態でＤＣＤＣコンバータ８が再起動すると、駆動電圧ＶＣＣが、蓄電装置２２に残存した電圧に相当する出力端１０における高い出力電圧ＶＯＵＴに対して十分に高くなく、したがって、比較器１８が正常に動作できずに出力電流ＩＣを適切に制御できなくなる可能性がある。

図５に示す動作では、ＤＣＤＣコンバータ８が時点Ｔ０で起動するとき、制御回路１４はスイッチ素子１１を駆動させる前に出力端１０の出力電圧ＶＯＵＴを検出し、駆動電圧ＶＣＣを検出する。出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値ＶＮよりも高くかつ駆動電圧ＶＣＣが所定電圧値ＶＣＤより低い場合には、制御回路１４は、出力電流ＩＣを定電流ＩＫより小さい電流値ＩＬに抑えてＤＣＤＣコンバータ８をソフトスタートさせ、これによりＤＣＤＣコンバータ８や蓄電装置２２が保護される。時点Ｔ０で電流値ＩＬの出力電流ＩＣを蓄電装置２２に印加して出力電圧ＶＯＵＴが上昇していって、時点Ｔ１１で駆動電圧ＶＣＣが所定電圧値ＶＣＤに達すると、時点Ｔ１１から制御回路１４は、出力電流ＩＣが定電流ＩＫになるようにスイッチ素子１１を制御する。いいかえると、ソフトスタートが用いられる期間は、ＤＣＤＣコンバータ８の起動から出力コンデンサ２０が充電されるまでの短い期間でよい。出力端１０における所定電圧値ＶＮは、たとえば蓄電装置２２に電気二重層コンデンサが用いられるとき、ＤＣＤＣコンバータ８の停止時で特に放置状態で電気二重層コンデンサが特性劣化抑制のために低い値に維持される放置電圧値に応じて、放置電圧値と同じ値あるいは放置電圧値よりも加算電圧値だけ高い値に決定してよい。加算電圧値は、数ボルトの定電圧値であっても、電気二重層コンデンサが放置状態のときに維持される電圧値に数十パーセントの定率を加算した値であってもよい。

時点Ｔ３での停止後、時点Ｔ４で再度ＤＣＤＣコンバータ８が起動する際には、出力電圧ＶＯＵＴは所定電圧値ＶＣＤより高いものの駆動電圧ＶＣＣは所定電圧値ＶＮより高いので、制御回路１４は出力電流ＩＣが電流値ＩＬではなく定電流ＩＫになるようにスイッチ素子１１を制御し、ソフトスタートしない。

すなわち、ＤＣＤＣコンバータ８が起動する際に、駆動電圧ＶＣＣが所定電圧値ＶＮ以上である場合には、出力電圧ＶＯＵＴにかかわらず制御回路１４は出力電流ＩＣが定電流ＩＫとなるようにスイッチ素子１１を制御する。ＤＣＤＣコンバータ８が起動する際に、出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値ＶＮより高くかつ駆動電圧ＶＣＣが所定電圧値ＶＣＤより低い場合に、制御回路１４は出力電流ＩＣが定電流ＩＫより小さい電流値ＩＬとなるようにスイッチ素子１１を制御する。その後、駆動電圧ＶＣＣが所定電圧値ＶＣＤに達すると、制御回路１４は出力電流ＩＣが定電流ＩＫとなるようにスイッチ素子１１を制御する。

なお、ソフトスタートは、制御回路１４がスイッチ素子１１を駆動し始めるときには出力電圧ＶＯＵＴにかかわらず常時において適用しても構わない。

以上の説明では、ＤＣＤＣコンバータ８の動作は基本的に定電流出力による蓄電装置２２への充電、および、満充電電圧や目標充電電圧に達した後の、昇圧した電圧による蓄電装置２２の充電電圧を維持するための定電圧出力の動作について述べた。しかしながら、ＤＣＤＣコンバータ８は必要に応じて出力電圧ＶＯＵＴが入力端９の電圧ＶＩＮより低い降圧コンバータとして動作させても構わない。

８ ＤＣＤＣコンバータ
９ 入力端
１０ 出力端
１１ スイッチ素子
１２ 結合コンデンサ
１３ インダクタ（第１インダクタ）
１４ 制御回路
１５ インダクタ（第２インダクタ）
１６ ダイオード（第１ダイオード）
１７ 平滑コンデンサ
１８ 比較器
１９ ダイオード（第２ダイオード）
２０ 出力コンデンサ
２１ 供給路
２２ 蓄電装置
２３ 直流電源
Ｊ１ 接続点（第１接続点）
Ｊ２ 接続点（第２接続点）
Ｊ３ 接続点（第３接続点）

Claims (8)

1. 入力端と、
   出力端と、
   前記入力端に接続された一端と、他端とを有するスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子の前記他端に第１接続点で接続された一端と、他端とを有する結合コンデンサと、
   前記結合コンデンサの前記他端に第２接続点で接続された一端と、前記出力端に第３接続点で接続された他端とを有する第１インダクタと、
   前記スイッチ素子を制御する制御回路と、
   前記第１接続点に接続された一端と、グランドに接続された他端とを有する第２インダクタと、
   前記第２接続点に接続されたカソードと、前記グランドに接続されたアノードとを有する第１ダイオードと、
   前記第３接続点に接続された一端と、前記グランドに接続された他端とを有する平滑コンデンサと、
   駆動電圧により駆動されて、前記出力端の電圧を基準電圧と比較して前記制御回路へ比較結果を出力するように構成された比較器と、
   前記第２接続点に接続されたアノードと、前記比較器に接続されたカソードとを有して、前記カソードから前記比較器に前記駆動電圧を供給する第２ダイオードと、
   前記第２ダイオードの前記カソードに接続された一端と、前記グランドに接続された他端とを有する出力コンデンサと、
   を備えたＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、定電流が前記出力端から出力されるように前記スイッチ素子を制御するように構成されている、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記制御回路は、
   前記スイッチ素子を駆動する前に前記出力端の電圧を検出し、
   前記スイッチ素子を駆動する前に検出した前記出力端の電圧が所定電圧値よりも高いときには、前記ＤＣＤＣコンバータをソフトスタートで起動させるよう前記スイッチ素子を制御する、
   ように構成されている、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
4. 前記出力端には蓄電装置が接続されるように構成されており、
   前記所定電圧値は、前記蓄電装置の放置電圧値に応じて決定される、請求項３に記載のＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記ＤＣＤＣコンバータが起動する際に、前記制御回路は、
   前記駆動電圧が第１所定電圧値以上である場合には、前記制御回路は前記出力端から出力される出力電流が定電流となるように前記スイッチ素子を制御し、
   前記出力端の電圧が第２所定電圧値より高くかつ前記駆動電圧が前記第１所定電圧値より低い場合に、前記出力電流が前記定電流より小さい電流値となるように前記スイッチ素子を制御し、その後、前記駆動電圧が前記第１所定電圧値に達すると、前記出力電流が前記定電流となるように前記スイッチ素子を制御する、
   ように構成されている、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
6. 前記ＤＣＤＣコンバータが起動する際に、前記駆動電圧が前記第１所定電圧値以上である場合には、前記出力端の前記電圧にかかわらず前記制御回路は前記出力電流が前記定電流となるように前記スイッチ素子を制御するように構成されている、請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータ。
7. 前記出力端には蓄電装置が接続されるように構成されており、
   前記第２所定電圧値は、前記蓄電装置の放置電圧値に応じて決定される、請求項５または６に記載のＤＣＤＣコンバータ。
8. 前記ＤＣＤＣコンバータは、前記入力端の電圧を昇圧して前記出力端へ印加する、請求項１から７のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。

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