JP7310193B2 - 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

水晶振動子等の振動子を発振させる回路装置では、発振周波数を調整するための可変容量回路が設けられる。例えば特許文献１には、複数のＭＯＳ型可変容量素子を設けた発振回路が開示されている。特許文献１の発振回路では、しきい値電圧が異なる複数のＭＯＳ型可変容量素子の一方の端子に対して複数の制御電圧を印加し、他方の端子に基準電圧を印加することで、制御電圧変化に対する周波数変化の直線性を確保できる可変容量回路を実現している。

特開２０１５－１０４０７４号公報

このような可変容量回路では、トランジスターを用いて可変容量素子を実現するが、トランジスターの寄生容量が原因で、発振回路の負荷容量が大きくなると、周波数可変感度が小さくなってしまうという課題があった。

本発明の一態様は、振動子を発振させる発振回路を含み、前記発振回路は、第１トランジスターにより構成される第１可変容量素子と、第２トランジスターにより構成される第２可変容量素子とを有し、前記発振回路の負荷容量を調整する可変容量回路と、第１基準電圧及び第２基準電圧を前記可変容量回路に供給する基準電圧供給回路と、を含み、前記第１トランジスターのゲートである第１ゲートに、前記第１基準電圧が供給され、前記第１トランジスターの一方の不純物領域である第１不純物領域に、容量制御電圧が供給され、前記第２トランジスターのゲートである第２ゲートに、前記第２基準電圧が供給され、前記第２トランジスターの一方の不純物領域である第２不純物領域に、前記容量制御電圧が供給され、前記第１トランジスター及び前記第２トランジスターの他方の不純物領域となる第１共通不純物領域に、前記容量制御電圧が供給される回路装置に関係する。

本実施形態の回路装置の構成例。 本実施形態の回路装置の詳細な構成例。 本実施形態の可変容量回路の構成例。 可変容量回路の電圧容量特性の例。 負荷容量の大きさに応じた周波数可変感度の変化についての説明図。 本実施形態の可変容量回路のトランジスターの構成例。 比較例の可変容量回路のトランジスターの構成例。 本実施形態の可変容量回路の配置構成例。 本実施形態の可変容量回路の配置構成例。 比較例の可変容量回路の配置構成例。 比較例の可変容量回路の配置構成例。 チャネル幅が異なる複数のトランジスターを設けた可変容量回路の第１の配置構成例。 可変容量回路の電圧容量特性の例。 チャネル幅が異なる複数のトランジスターを設けた可変容量回路の第２の配置構成例。 チャネル幅が異なる複数のトランジスターを設けた可変容量回路の第３の配置構成例。 チャネル長が異なる複数のトランジスターを設けた可変容量回路の配置構成例。 Ｐ型トランジスターを用いた可変容量回路の構成例。 Ｐ型トランジスターとＮ型トランジスターの電圧容量特性の例。 Ｐ型トランジスターを用いた場合の可変容量回路の電圧容量特性の例。 発振回路の構成例。 発振回路の詳細な第１の構成例。 発振回路の詳細な第２の構成例。 発振器の第１の構造例。 発振器の第２の構造例。 電子機器の構成例。 移動体の構成例。

以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲の記載内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが必須構成要件であるとは限らない。

１．回路装置
図１に本実施形態の回路装置２０の構成例を示す。本実施形態の回路装置２０は発振回路３０を含む。また本実施形態の発振器４は振動子１０と回路装置２０を含む。振動子１０は回路装置２０に電気的に接続されている。例えば振動子１０及び回路装置２０を収納するパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、振動子１０と回路装置２０は電気的に接続されている。

振動子１０は、電気的な信号により機械的な振動を発生する素子である。振動子１０は、例えば水晶振動片などの振動片により実現できる。例えば振動子１０は、カット角がＡＴカットやＳＣカットなどの厚みすべり振動する水晶振動片などにより実現できる。例えば振動子１０は、ＳＰＸＯ（Simple Packaged Crystal Oscillator）の振動子であってもよい。或いは振動子１０は、恒温槽を備える恒温槽型水晶発振器（ＯＣＸＯ）に内蔵されている振動子であってもよいし、恒温槽を備えない温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）に内蔵されている振動子であってもよい。なお本実施形態の振動子１０は、例えば厚みすべり振動型以外の振動片や、水晶以外の材料で形成された圧電振動片などの種々の振動片により実現できる。例えば振動子１０として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子や、シリコン基板を用いて形成されたシリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用してもよい。

回路装置２０は、ＩＣ（Integrated Circuit）と呼ばれる集積回路装置である。例えば回路装置２０は、半導体プロセスにより製造されるＩＣであり、半導体基板上に回路素子が形成された半導体チップである。

回路装置２０は発振回路３０を含む。また回路装置２０は制御回路５０、端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６を含むことができる。端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６は、各々、第１端子、第２端子、第４端子、第５端子、第６端子である。端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６は回路装置２０の例えばパッドである。端子Ｔ１は、振動子１０の一端に電気的に接続され、端子Ｔ２は、振動子１０の他端に電気的に接続される。例えば振動子１０及び回路装置２０を収納するパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、振動子１０と回路装置２０の端子Ｔ１、Ｔ２は電気的に接続される。端子Ｔ４は、電源電圧ＶＤＤが入力される端子であり、端子Ｔ５は、グランド電圧ＧＮＤが入力される端子である。ＧＮＤはＶＳＳと呼ぶこともでき、グランド電圧は例えば接地電位である。端子Ｔ６は、回路装置２０により生成されたクロック信号ＣＫが出力される端子である。なお図１に示すように、端子Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６は、各々、発振器４の外部接続用の外部端子ＴＥ４、ＴＥ５、ＴＥ６に電気的に接続されている。例えばパッケージの内部配線、ボンディグワイヤー又は金属バンプ等を用いて、端子Ｔ４～Ｔ６と外部端子ＴＥ４～ＴＥ６は電気的に接続されている。そして発振器４の外部端子ＴＥ４～ＴＥ６は外部デバイスに電気的に接続される。

発振回路３０は振動子１０を発振させる回路である。例えば発振回路３０は、端子Ｔ１及び端子Ｔ２に電気的に接続され、振動子１０を発振させる。具体的には発振回路３０は、配線Ｌ１を介して端子Ｔ１に接続され、配線Ｌ２を介して端子Ｔ２に接続される。配線Ｌ１は第１配線であり、配線Ｌ２は第２配線である。例えば発振回路３０は、振動子接続用端子である端子Ｔ１と端子Ｔ２との間に設けられた発振用の駆動回路などを含む。例えば発振回路３０は、駆動回路を実現するバイポーラトランジスターなどのトランジスターと、キャパシターや抵抗などの能動素子により実現できる。発振回路３０としては、例えばピアース型、コルピッツ型、インバーター型又はハートレー型などの種々のタイプの発振回路を用いることができる。なお本実施形態における接続は電気的な接続である。電気的な接続は、電気信号が伝達可能に接続されていることであり、電気信号による情報の伝達が可能となる接続である。電気的な接続は能動素子等を介した接続であってもよい。

制御回路５０は種々の制御処理を行う。例えば制御回路５０は回路装置２０の全体の制御を行う。例えば回路装置２０の動作シーケンスを制御する。また制御回路５０は発振回路３０の制御のための各種の処理を行う。例えば制御回路５０は、発振回路３０に対して、可変容量回路３６の容量を制御するための容量制御電圧ＶＣＰを出力する。

ここで容量制御電圧ＶＣＰは、発振回路３０の発振周波数の温度補償用の電圧である。例えば制御回路５０は温度補償処理を行って、温度補償処理の結果に基づいて容量制御電圧ＶＣＰを生成して、発振回路３０の可変容量回路３６に出力する。これにより可変容量回路３６を用いた温度補償を実現できるようになる。具体的には制御回路５０は、振動子１０の周波数温度特性を多項式近似により補償するための関数の発生処理を行う。例えば制御回路５０は、不図示の不揮発性メモリーから読み出された０次成分用、１次成分用、２次成分用、３次成分用、高次成分用の係数情報に基づいて、振動子１０の周波数温度特性の０次成分、１次成分、２次成分、３次成分、高次成分を近似する０次成分信号、１次成分信号、２次成分信号、３次成分信号、高次成分信号を生成する。そして制御回路５０は、０次成分信号、１次成分信号、２次成分信号、３次成分信号、高次成分信号の加算処理を行うことで、振動子１０の周波数温度特性の補償用の容量制御電圧ＶＣＰを生成する。この容量制御電圧ＶＣＰに基づいて、発振回路３０の可変容量回路３６の容量が制御されることで、クロック信号ＣＫの周波数の温度補償処理が実現される。なお、制御回路５０が生成する信号としては、例えば２次成分信号又は４次成分信号を省略してもよい。

なお発振器４は、温度補償処理を行わないＳＰＸＯであってもよい。この場合には容量制御電圧ＶＣＰは、振動子１０の発振周波数を公称周波数に設定するための可変容量回路３６の容量制御に用いられる。例えば製造時や出荷時にクロック信号ＣＫの周波数を測定し、周波数の測定結果に基づいて可変容量回路３６の容量を設定する。例えば測定により求められた容量調整値を不揮発性メモリーに書き込む。そして発振器４の実動作時に、制御回路５０がこの容量制御値を不揮発性メモリーから読み出して、読み出された容量制御値に基づいて容量制御電圧ＶＣＰを設定する。

発振回路３０は、可変容量回路３６と基準電圧供給回路３４を含む。また発振回路３０は後述するように振動子１０を駆動して発振させる駆動回路を含むことができる。

可変容量回路３６は、後述するように第１トランジスターにより構成される第１可変容量素子と、第２トランジスターにより構成される第２可変容量素子を有する。そして可変容量回路３６は、発振回路３０の負荷容量を調整する。負荷容量は、例えば可変容量回路３６の容量や配線Ｌ１、Ｌ２の寄生容量などを含むことができる。発振回路３０は、可変容量回路３６の容量を制御することで、負荷容量を調整する。

基準電圧供給回路３４は、基準電圧を生成して、可変容量回路３６等に供給する。例えば基準電圧供給回路３４は、第１基準電圧及び第２基準電圧を可変容量回路３６に供給する。また可変容量回路３６が、第３トランジスターにより構成される第３可変容量素子を含む場合に、基準電圧供給回路３４は、第３基準電圧を可変容量回路３６に供給する。即ち第１基準電圧、第２基準電圧、第３基準電圧を含む複数の基準電圧を生成して、可変容量回路３６に供給する。基準電圧供給回路３４は、例えば電源ノードとＧＮＤノードとの間に直列に設けられた複数の抵抗を有し、これらの複数の抵抗による分割電圧を、複数の基準電圧として生成して出力する。この場合に電源ノードは、後述の図２のレギュレート電圧ＶＲＥＧであってもよい。

図２に回路装置２０の詳細な構成例を示す。図２では図１の構成に加えて、スイッチ回路４０、第２スイッチ回路２４、出力回路２９、端子Ｔ３が更に設けられている。

レギュレーター２２は、端子Ｔ４からの電源電圧ＶＤＤに基づいてレギュレート動作を行って、レギュレート電圧ＶＲＥＧを生成する。発振回路３０は、例えばレギュレート電圧ＶＲＥＧを電源電圧として動作する。

端子Ｔ３は外部入力信号ＩＮが入力される端子である。端子Ｔ３は第３端子である。端子Ｔ３は、回路装置２０の例えばパッドであり、発振器４の外部端子ＴＥ３に電気的に接続されている。例えば端子Ｔ３は外部入力信号ＩＮが入力可能な端子であり、第１モード又は第２モードにおいて外部入力信号ＩＮが入力される。第１モードは例えば通常動作モードであり、第２モードは例えばテストモードである。テストモードは検査モードと言うこともできる。

スイッチ回路４０は、端子Ｔ１と発振回路３０を接続する配線Ｌ１と、端子Ｔ３との間に設けられる。スイッチ回路４０はＰ型のトランジスターＴＰ３を有する。例えばスイッチ回路４０は、一端が配線Ｌ１に接続される。例えば配線Ｌ１との接続ノードであるノードＮ１に接続される。スイッチ回路４０の他端は端子Ｔ３に接続される。そしてスイッチ回路４０は、制御回路５０によりオン、オフが制御される。例えばスイッチ回路４０がオンになることで、端子Ｔ３と端子Ｔ１が電気的に接続される。これにより外部入力信号ＩＮを振動子１０の一端に入力できるようになる。

例えば通常動作モードでは、周波数制御信号、アウトプットイネーブル信号又はスタンバイ信号が、外部入力信号ＩＮとして、端子Ｔ３を介して入力される。このときスイッチ回路４０はオフになっている。そして周波数制御信号、アウトプットイネーブル信号又はスタンバイ信号である外部入力信号ＩＮが、信号入力用の配線ＬＩＮを介して制御回路５０に入力される。制御回路５０は、配線ＬＩＮを介して入力された周波数制御信号、アウトプットイネーブル信号又はスタンバイ信号に基づいて、周波数制御、アウトプットイネーブル制御又はスタンバイ制御の処理を行う。

一方、テストモードにおいては、オーバードライブ用の信号などのテストモード用の信号が、外部入力信号ＩＮとして、端子Ｔ３を介して入力される。そして、オンになったスイッチ回路４０を介して、テストモード用の信号が振動子１０の一端に入力される。テストモードは、オーバードライブにより振動子１０の異物を除去したり、ＤＬＤ（Drive Level Dependence）の特性の検査などの各種のテスト、検査を行うモードである。ＤＬＤ特性は振動子１０の励振レベルと発振周波数の関係を示す特性である。発振器４が製品として動作する実動作時には、回路装置２０は第１モードに設定される。発振器４に対してオーバードライブやＤＬＤのためのテスト、検査を行う際には、回路装置２０は第２モードに設定される。

なお制御回路５０は、通常動作モードにおいて、スイッチ回路４０のＰ型のトランジスターＴＰ１の基板電圧としてレギュレート電圧ＶＲＥＧを出力する。これにより、トランジスターＴＰ１の接合容量などを介して電源電圧ＶＤＤの変動が配線Ｌ２に伝達され、発振周波数が変動してしまう事態を防止できる。一方、制御回路５０は、テストモードにおいては、トランジスターＴＰ１の基板電圧として電源電圧ＶＤＤを出力する。

第２スイッチ回路２４は、端子Ｔ２と発振回路３０を接続する配線Ｌ２と、端子Ｔ５との間に設けられる。例えば第２スイッチ回路２４は、一端が配線Ｌ２に接続される。例えば配線Ｌ２との接続ノードであるノードＮ２に接続される。第２スイッチ回路２４の他端は端子Ｔ５に接続される。そして第２スイッチ回路２４は、スイッチ回路４０がオンのときにオンになる。例えば第２スイッチ回路２４は、第１スイッチ回路であるスイッチ回路４０と同様に、制御回路５０によりオン、オフが制御される。そしてスイッチ回路４０がオンになるときに、第２スイッチ回路２４もオンになって、端子Ｔ２と端子Ｔ５を電気的に接続する。これにより振動子１０の他端をＧＮＤに設定できるようになり、図２のＡ１、Ａ２に示す経路で、振動子１０のオーバードライブのテスト等が可能になる。なお本実施形態ではスイッチ回路４０、第２スイッチ回路２４というように２つのスイッチ回路を設ける場合について説明したが、これに限定されるものではない。例えば振動子１０の一端がＧＮＤノードに接続されるような回路構成の場合には、振動子１０の他端側にスイッチ回路４０を設けることで、１個のスイッチ回路４０によりオーバードライブ等の検査を行うことが可能になる。

出力回路２９は種々の信号形式でクロック信号ＣＫを外部に出力する。例えば出力回路２９は、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）、ＰＥＣＬ（Positive Emitter Coupled Logic）、ＨＣＳＬ（High Speed Current Steering Logic）、又は差動のＣＭＯＳ（Complementary MOS）などの信号形式で、クロック信号ＣＫを外部に出力する。例えば出力回路２９は、ＬＶＤＳ、ＰＥＣＬ、ＨＣＳＬ及び差動のＣＭＯＳのうちの少なくとも２つの信号形式でクロック信号ＣＫを出力可能な回路であってもよい。この場合には出力回路２９は、制御回路５０により設定された信号形式でクロック信号ＣＫを出力することになる。なお出力回路２９が出力するクロック信号ＣＫの信号形式は、差動の信号形式には限定されず、例えばシングルエンドのＣＭＯＳやクリップドサイン波などの差動ではない信号形式であってもよい。

２．可変容量回路
図３に可変容量回路３６の構成例を示す。可変容量回路３６は、トランジスターＴＲ１により構成される可変容量素子ＣＥ１と、トランジスターＴＲ２により構成される可変容量素子ＣＥ２を含む。トランジスターＴＲ１は第１トランジスターであり、トランジスターＴＲ２は第２トランジスターである。可変容量素子ＣＥ１は第１可変容量素子であり、可変容量素子ＣＥ２は第２可変容量素子である。可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）のトランジスターＴＲ１、ＴＲ２により構成されるＭＯＳ型可変容量素子であり、ＭＯＳのバラクターとも呼ばれる。図３では可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２はＮ型トランジスターにより構成されている。ＭＯＳ型可変容量素子は、ＭＯＳのトランジスターのソースとドレインとが短絡され、短絡されたソース及びドレインとゲートとの間に生じる静電容量が、容量制御電圧により可変に制御される容量素子である。なお、以下では可変容量回路３６が２つの可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２を含む場合を主に例にとり説明するが、可変容量回路３６は、３つ以上の可変容量素子を含んでもよい。また後述するように可変容量素子を構成するトランジスターはＰ型トランジスターであってもよい。

図３や後述の図６に示すように本実施形態では、可変容量回路３６の可変容量素子ＣＥ１を構成するトランジスターＴＲ１のゲートＧＴ１に、基準電圧ＶＲ１が供給される。そしてトランジスターＴＲ１の一方の不純物領域である不純物領域ＩＲ１に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。例えば図１、図２の制御回路５０が容量制御電圧ＶＣＰを可変容量回路３６に供給する。ゲートＧＴ１は第１ゲートであり、基準電圧ＶＲ１は第１基準電圧であり、不純物領域ＩＲ１は第１不純物領域である。

また本実施形態では、可変容量回路３６の可変容量素子ＣＥ２を構成するトランジスターＴＲ２のゲートＧＴ２に、基準電圧ＶＲ２が供給される。そしてトランジスターＴＲ２の一方の不純物領域である不純物領域ＩＲ２に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。ゲートＧＴ２は第２ゲートであり、基準電圧ＶＲ２は第２基準電圧であり、不純物領域ＩＲ２は第２不純物領域である。温度補償処理が行われる場合には容量制御電圧ＶＣＰは温度補償用の制御電圧である。また基準電圧ＶＲ１と基準電圧ＶＲ２は互いに異なる電圧である。

そして本実施形態では、後述の図６で詳細に説明するように、トランジスターＴＲ１及びトランジスターＴＲ２の他方の不純物領域となる共通不純物領域ＣＩＲ１に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。ここでトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の各トランジスターの一方の不純物領域とは、各トランジスターのドレイン領域及びソース領域のうちの一方であり、他方の不純物領域とは、各トランジスターのドレイン領域及びソース領域のうちの他方である。また共通不純物領域ＣＩＲ１とは、トランジスターＴＲ１のドレイン領域又はソース領域である他方の不純物領域と、トランジスターＴＲ２のドレイン領域又はソース領域である他方の不純物領域とが、半導体の基板により分離されずに共用されていることを意味する。なお不純物領域は、アクティブ領域と言うこともでき、狭義には拡散領域である。

図４は可変容量回路３６についての電圧容量特性を示す図である。電圧容量特性は、容量制御電圧ＶＣＰの変化に対する容量Ｃの変化を示す特性である。図４では、可変容量素子ＣＥ１の容量ＣＰ１の電圧容量特性と、可変容量素子ＣＥ２の容量ＣＰ２の電圧容量特性と、可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２のトータルの容量ＣＴＯＴの電圧容量特性が示されている。可変容量素子ＣＥ１には、ＶＣＰ－ＶＲ１となる第１印加電圧が印加され、可変容量素子ＣＥ２には、ＶＣＰ－ＶＲ２となる第２印加電圧が印加され、第１印加電圧と第２印加電圧は異なる。例えばＶＣＰ－ＶＲ１＞ＶＣＰ－ＶＲ２となっている。従って、可変容量素子ＣＥ１の容量ＣＰ１の電圧容量特性と、可変容量素子ＣＥ２の容量ＣＰ２の電圧容量特性は異なった特性になる。そして、この互いに異なる両者の特性が重ね合わさせることで、図４に示すように、トータルの容量ＣＴＯＴのリニアリティー特性を改善でき、広い電圧範囲で容量変化の直線性を確保できるようになる。

ここで発振回路３０の負荷容量がＣＬである場合の発振の周波数ｆＬは下式（１）のように表すことができる。

Ｃ０は振動子１０の等価回路における並列容量であり、Ｃ１は直列容量である。ｆｓは基準となる設定周波数である。振動子１０の容量比はγ＝Ｃ０／Ｃ１と表すことができる。そして負荷容量ＣＬの変化に対する周波数変化を表す周波数可変感度を大きくするためには、容量比γを小さくする必要がある。しかしながら、振動子１０の容量比γを小さくするのには限界がある。

一方、図５に示すように、負荷容量ＣＬが小さい場合には、負荷容量ＣＬをΔＣＬ１だけ変化させたときの周波数ｆの変化はΔｆ１となり、負荷容量ＣＬの変化に対する周波数変化を表す周波数可変感度を大きくできる。しかしながら、負荷容量ＣＬが大きい場合には、負荷容量ＣＬをΔＣＬ２＝ΔＣＬ１だけ変化させたときの周波数ｆの変化はΔｆ２＜Δｆ１となり、負荷容量ＣＬが小さい場合に比べて、周波数可変感度が小さくなってしまう。別の言い方をすれば、負荷容量ＣＬが大きい場合に、負荷容量ＣＬが小さいときと同様に周波数ｆを大きく変化させるためには、可変容量回路３６により負荷容量ＣＬを大きく変化させる必要がある。つまり図５において、Δｆ２＝Δｆ１とするためには、ΔＣＬ２＞ΔＣＬ１となるように、可変容量回路３６が負荷容量ＣＬを大きく変化させる必要がある。しかしながら、可変容量回路３６により負荷容量ＣＬを大きく変化させようとすると、可変容量回路３６の回路面積が大きくなってしまい、回路装置２０の小型化を妨げてしまうという問題がある。

また図３のようにゲートに対して異なる基準電圧が供給される複数の可変容量素子を設けることで、図４に示すようにリニアリティー特性を改善でき、広い電圧範囲で容量変化の直線性を確保できるようになる。しかしながら、複数の可変容量素子を構成する複数のトランジスターの配置について何ら工夫を行わないと、可変容量素子として配置されるトランジスターの個数の増加が原因となって、回路規模が増加してしまい、回路装置２０の小型化の実現が困難になるという問題がある。

そこで本実施形態の可変容量回路３６では、可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２を構成するトランジスターＴＲ１、ＴＲ２のゲートＧＴ１、ＧＴ２に対して互いに異なる基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２を供給する。そしてトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の一方の不純物領域である不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２に対して、容量制御電圧ＶＣＰを供給すると共に、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２の他方の不純物領域となる共通不純物領域ＣＩＲ１に対して、容量制御電圧ＶＣＰを供給する。

図６に本実施形態の可変容量回路３６のトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の構成例を示す。図６は、ＭＯＳキャパシターである可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２を構成するトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の断面図である。トランジスターＴＲ１、ＴＲ２は、回路装置２０の半導体の基板（ＳＵＢ）に形成されている。図６に示すようにトランジスターＴＲ１のゲートＧＴ１には、基準電圧ＶＲ１が供給され、トランジスターＴＲ２のゲートＧＴ２には、基準電圧ＶＲ２が供給されている。即ち各ゲートに対して異なる基準電圧が供給されている。またトランジスターＴＲ１の不純物領域ＩＲ１とトランジスターＴＲ２の不純物領域ＩＲ２には、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２は、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２のドレイン領域及びソース領域のうちの一方の領域である。そして本実施形態では、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２の他方の不純物領域となる共通不純物領域ＣＩＲ１に対して、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。共通不純物領域ＣＩＲ１は、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２のドレイン領域及びソース領域のうちの他方の領域である。一例としては不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２がドレイン領域であり、共通不純物領域ＣＩＲ１がソース領域であり、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２は、ソース領域が共通不純物領域ＣＩＲ１として共用されている。そしてゲートＧＴ１からゲートＧＴ２に向かう方向をＤＲ１とした場合に、不純物領域ＩＲ１、ゲートＧＴ１、共通不純物領域ＣＩＲ１、ゲートＧＴ２、不純物領域ＩＲ２が、ＩＲ１、ＧＴ１、ＣＩＲ１、ＧＴ２、ＩＲ２の順に方向ＤＲ１に沿って配置される。

なお図６においてＣｏｘはゲート酸化膜容量であり、Ｃｄは空乏層容量であり、Ｃｊはソース領域又はドレイン領域と基板との間の接合容量であり、Ｃｏｖはゲートとソース領域又はドレイン領域との間のオーバーラップ容量である。ゲート電圧がフラットバンド電圧よりも低い場合には、基板表面に正孔が引き寄せられた蓄積状態になるため、ＭＯＳキャパシターの容量はゲート酸化膜容量Ｃｏｘとなり、最大になる。ゲート電圧がフラットバンド電圧よりも高くなると、基板表面に空乏層が形成され、ＭＯＳキャパシターの容量は、ゲート酸化膜容量Ｃｏｘと空乏層容量Ｃｄの直列容量になる。そしてゲート電圧が増加するにつれて、空乏層が広がることで、空乏層容量Ｃｄが減少し、ＭＯＳキャパシターの容量は減少する。これにより図４に示すような電圧容量特性が得られる。ゲート電圧がしきい値電圧に達すると、基板表面に少数キャリアが誘起されてチャネルである反転層が形成され、空乏層は広がらなくなる。その後は、電子の生成消滅が高周波信号に対して応答できなくなるため、高周波信号に対してはＭＯＳキャパシターの容量は一定値になる。

図７に比較例の可変容量回路１００のトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の構成例を示す。図７においても図６と同様に、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２のゲートＧＴ１、ＧＴ２には、各々、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２が供給され、不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２に容量制御電圧ＶＣＰが供給されている。しかしながら図７では、図６と異なり、不純物領域ＩＲ１Ｂ、ＩＲ２Ｂは、共通不純物領域となっておらず、基板により分離されて別々に形成されている。従って、不純物領域ＩＲ１Ｂ、ＩＲ２Ｂと基板との間の接合容量Ｃｊが大きくなってしまう。これにより、可変容量回路１００の容量が大きくなり、発振回路３０のトータルの負荷容量ＣＬが大きくなってしまう。このため図５において、負荷容量ＣＬが大きい領域において、可変容量回路１００による容量調整が行われるようになり、所望の周波数可変感度を得ることが難しい。また所望の周波数可変感度を得るために、可変容量回路１００の容量を大きくして、容量を大きく可変できるようにすると、回路の大規模化などの問題を招いてしまう。

これに対して本実施形態では図６に示すように、トランジスターＴＲ１とトランジスターＴＲ２とで、共通不純物領域ＣＩＲ１が共用されている。従って、図７に比べて、基板との接合容量Ｃｊを小さくでき、発振回路３０のトータルの負荷容量ＣＬを小さくできる。この結果、図５において負荷容量ＣＬが小さい領域において、可変容量回路３６による容量調整が可能になる。従って、可変容量回路３６の容量を大きくしなくても、所望の周波数可変感度を得ることができ、可変容量回路３６の容量調整により、所望の周波数範囲での発振周波数の調整が可能になる。従って、例えば可変容量回路３６の容量調整により温度補償を行う場合には、適正な温度補償処理を実現できるようになる。また可変容量回路３６の容量を大きくしなくても済むため、回路の小規模化を図れる。

また図７の比較例の可変容量回路１００では、トランジスターＴＲ１とトランジスターＴＲ２で不純物領域を共用せずに、不純物領域ＩＲ１Ｂ、ＩＲ２Ｂが別個に設けられるため、その分だけトランジスターＴＲ１、ＴＲ２間の距離を離す必要がある。従って、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２の配置領域が、図７の方向ＤＲ１において長くなってしまい、可変容量回路１００が大規模化してしまう。このため回路装置２０の小型化の実現が困難になる。

これに対して図６の本実施形態の可変容量回路３６によれば、トランジスターＴＲ１とトランジスターＴＲ２とで共通不純物領域ＣＩＲ１が共用される。従って、図６に比べてトランジスターＴＲ１、ＴＲ２間の距離を近づけることができる。この結果、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２の配置領域についての方向ＤＲ１での長さを短くすることができ、可変容量回路３６のレイアウト面積が小さくなるため、回路装置２０の小型化を実現できる。

図８、図９に可変容量回路３６の配置構成例を示す。図８、図９は回路装置２０の半導体の基板に直交する方向の平面視で見た平面図である。図８の可変容量回路３６では、不純物領域ＩＲ１、ゲートＧＴ１、共通不純物領域ＣＩＲ１、ゲートＧＴ２、不純物領域ＩＲ２が、ＩＲ１、ＧＴ１、ＣＩＲ１、ＧＴ２、ＩＲ２の順で、方向ＤＲ１に沿って配置される。方向ＤＲ１はゲートＧＴ１からゲートＧＴ２に向かう方向であり、例えばトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の短辺方向である。方向ＤＲ２は、方向ＤＲ１に直交する方向であり、例えばトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の長辺方向である。

このように不純物領域ＩＲ１、ゲートＧＴ１、共通不純物領域ＣＩＲ１、ゲートＧＴ２、不純物領域ＩＲ２の順で配置することで、方向ＤＲ１での可変容量回路３６の長さを短くでき、可変容量回路３６の小規模化を図れる。例えば図１０に比較例の可変容量回路１００の配置構成例を示す。この可変容量回路１００では、不純物領域ＩＲ１Ｂ、ＩＲ２Ｂが共用されずに別個に配置されるため、方向ＤＲ１での可変容量回路１００の長さが長くなってしまう。これに対して図８では、共通不純物領域ＣＩＲ１によりトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の不純物領域が共用されるため、方向ＤＲ１での可変容量回路３６の長さを短くでき、回路の小規模化を図れる。

また図９では可変容量回路３６は、トランジスターＴＲ３により構成される可変容量素子ＣＥ３を含む。トランジスターＴＲ３は第３トランジスターであり、可変容量素子ＣＥ３は第３可変容量素子である。また図１、図２の基準電圧供給回路３４は、第３基準電圧である基準電圧ＶＲ３を供給する。そして図９に示すように、トランジスターＴＲ３のゲートＧＴ３に、基準電圧ＶＲ３が供給され、トランジスターＴＲ３の一方の不純物領域である不純物領域ＩＲ３に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。この一方の不純物領域はトランジスターＴＲ３の例えばソース領域であり、不純物領域ＩＲ３は第３不純物領域である。そしてトランジスターＴＲ２、ＴＲ３の他方の不純物領域となる共通不純物領域ＣＩＲ２に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。この他方の不純物領域はトランジスターＴＲ２、ＴＲ３の例えばドレイン領域であり、共通不純物領域ＣＩＲ２は第２不純物領域である。

このように３つの可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２、ＣＥ３を設けることで、図４の電圧容量特性におけるリニアリティー特性を更に改善できるようになる。そして本実施形態では、このように可変容量素子ＣＥ３を構成するトランジスターＴＲ３を設けた場合にも、トランジスターＴＲ２とトランジスターＴＲ３とで共通不純物領域ＣＩＲ２が共用される。例えば図１１に比較例の可変容量回路１００の配置構成例を示す。図１１では、トランジスターＴＲ２、ＴＲ３で不純物領域ＩＲ２、ＩＲ３Ｂが共用されていないため、方向ＤＲ１での可変容量回路１００の長さが長くなってしまい、回路の小規模化を実現できない。これに対して図９の本実施形態では、トランジスターＴＲ２、ＴＲ３で共通不純物領域ＣＩＲ２が共用されるため、方向ＤＲ１での可変容量回路３６の長さを短くでき、回路の小規模化を図れる。また図１１では、不純物領域ＩＲ２、ＩＲ３Ｂが別個に設けられるため、これらの不純物領域ＩＲ２、ＩＲ３Ｂと基板間の接合容量が大きくなる。このため図５において負荷容量ＣＬが大きい領域で可変容量回路１００により容量を変化させなければならなく、所望の周波数可変感度を得ることが難しい。これに対して図９では、トランジスターＴＲ２、ＴＲ３で共通不純物領域ＣＩＲ２が共用されるため、基板との間の接合容量を小さくできる。従って、図５において負荷容量ＣＬが小さい領域で可変容量回路３６により容量を変化させることができ、所望の周波数可変感度を容易に得ることが可能になり、可変容量回路３６の小規模化を実現できる。

そして本実施形態では、可変容量回路３６に設けられる可変容量素子の個数が多くなるほど、図１０、図１１の可変容量回路１００に比べて有利になる。例えば可変容量素子の個数を多くするほど、図４においてリニアリティー特性を改善でき、より広い電圧範囲で容量変化の直線性を確保できる。しかしながら図１０、図１１の可変容量回路１００では、可変容量素子の個数が増えるほど、接合容量が増加してしまい、所望の周波数可変感度を得るのが難しくなると共に、不純物領域の面積の増加により回路が大規模化してしまう。この点、本実施形態の可変容量回路３６によれば、可変容量素子の個数を増加させてリニアリティー特性の改善を図った場合にも、図１０、図１１の可変容量回路１００に比べて、接合容量の増加や回路面積の増加を抑制でき、所望の周波数可変感度を容易に得ることができると共に回路の小規模化を図れるという利点がある。

図１２に、チャネル幅が異なる複数のトランジスターＴＲ１～ＴＲ７を設けた可変容量回路３６の第１の配置構成例を示す。チャネル幅は、図１２ではトランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル領域についての方向ＤＲ２での長さに対応する。

図１２は、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７により可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７が構成される。そしてトランジスターＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６、ＴＲ７のゲートＧＴ１、ＧＴ２、ＧＴ３、ＧＴ４、ＧＴ５、ＧＴ６、ＧＴ７には、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２、ＶＲ３、ＶＲ４、ＶＲ５、ＶＲ６、ＶＲ７が供給される。そして不純物領域ＩＲ１、ＩＲ７と、共通不純物領域ＣＩＲ１、ＣＩＲ２、ＣＩＲ３、ＣＩＲ４、ＣＩＲ５、ＣＩＲ６に対して、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。ＣＩＲ１はトランジスターＴＲ１、ＴＲ２の共通不純物領域であり、ＣＩＲ２はトランジスターＴＲ２、ＴＲ３の共通不純物領域であり、ＣＩＲ３はトランジスターＴＲ３、ＴＲ４の共通不純物領域である。ＣＩＲ４、ＣＩＲ５、ＣＩＲ６の各々も、対応する２つのトランジスターの共通不純物領域である。

そして図１２ではトランジスターＴＲ１、ＴＲ２はＮ型トランジスターとなっており、トランジスターＴＲ１のゲートＧＴ１に供給される基準電圧ＶＲ１は、トランジスターＴＲ２のゲートＧＴ２に供給される基準電圧ＶＲ２よりも小さい。即ちＶＲ１＜ＶＲ２となっている。そして可変容量素子ＣＥ１の容量ＣＰ１は可変容量素子ＣＥ２の容量ＣＰ２よりも大きくなっている。即ちＣＰ１＞ＣＰ２となっている。例えば図１２ではトランジスターＴＲ１のチャネル幅Ｗ＝Ｗ１は、トランジスターＴＲ２のチャネル幅Ｗ＝Ｗ２よりも大きく、Ｗ１＞Ｗ２となっている。そして可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２の容量ＣＰ１、ＣＰ２は、トランジスターＴＲ１、ＴＲ２のチャネル領域でのゲート面積に比例し、ゲート容量に比例する。即ちトランジスターサイズＳＺ＝Ｌ×Ｗに比例する。例えばトランジスターＴＲ１、ＴＲ２のチャネル長をＬとした場合に、可変容量素子ＣＥ１の容量ＣＰ１はＬ×Ｗ１に比例し、可変容量素子ＣＥ２の容量ＣＰ１はＬ×Ｗ２に比例する。そして図１２ではチャネル幅はＷ１＞Ｗ２であるため、容量はＣＰ１＞ＣＰ２になる。このように図１２では、基準電圧についてはＶＲ１＜ＶＲ２が成り立ち、可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２の容量については、ＣＰ１＞ＣＰ２が成り立つ。

同様に図１２では、可変容量素子ＣＥ２～ＣＥ７のゲートＧＴ２～ＧＴ７に供給される基準電圧について、ＶＲ２＜ＶＲ３＜ＶＲ４＜ＶＲ５＜ＶＲ６＜ＶＲ７の関係が成り立つ。そしてトランジスターＴＲ２～ＴＲ７のチャネル幅Ｗ２～Ｗ７については、Ｗ２＞Ｗ３＞Ｗ４＞Ｗ５＞Ｗ６＞Ｗ７となっているため、可変容量素子ＣＥ２～ＣＥ７の容量ＣＰ２～ＣＰ７については、ＣＰ２＞ＣＰ３＞ＣＰ４＞ＣＰ５＞ＣＰ６＞ＣＰ７の関係が成り立つ。基準電圧ＶＲ１～ＶＲ７と、可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量ＣＰ１～ＣＰ７に、以上のような関係を成り立たせることで、可変容量回路３６のトータルの容量ＣＴＯＴは図１３のような電圧容量特性になる。従って、広い容量制御電圧ＶＣＰの電圧範囲において容量ＣＴＯＴの容量変化の直線性を確保できるようになる。

例えば負荷容量の変化に対する周波数の変化を表す感度ＴＳは下式（２）のように表される。感度ＴＳの単位はｐｐｍ／Ｆである。感度ＴＳは周波数可変感度とも呼ばれる。

また可変容量回路３６の感度を下式（３）のようにＳＶＣとする。

感度ＳＶＣは、容量制御電圧ＶＣＰの変化に対する可変容量回路３６の容量の変化を表す感度であり、単位はｐＦ／Ｖである。感度ＳＶＣは、例えば負の値であり、容量制御電圧ＶＣＰが大きくなると、容量は小さくなり、周波数が下がる。

上式（２）、（３）より、容量制御電圧ＶＣＰに対する周波数の変化を表す感度ＫＶは下式（４）のようになる。

上式（４）において、周波数をリニアに変化させるためには、感度ＫＶが一定値になる必要がある。そこで上式（４）において感度ＫＶを一定値とすると、下式（５）が成り立つ。

上式（５）から明らかなように、周波数をリニアに変化させるためには、容量制御電圧ＶＣＰが小さく、負荷容量ＣＬが大きいときに、｜ＳＶＣ｜が大きくなるようにトランジスターサイズＳＺ＝Ｌ×Ｗを大きくする必要がある。例えば図６、図４で説明したように、容量制御電圧ＶＣＰが小さい場合には、可変容量素子であるＭＯＳキャパシターの容量が大きくなり、負荷容量ＣＬが大きくなる。即ち図１３に示すように可変容量回路３６のトータルの容量ＣＴＯＴが増加する。そして上式（２）や図５に示すように、負荷容量ＣＬが大きい場合には、負荷容量ＣＬの変化に対する周波数の変化を表さす感度ＴＳが減少する。例えば図５において、負荷容量ＣＬが大きい場合には、負荷容量ＣＬがΔＣＬ２だけ変化しても、周波数の変化であるΔｆ２は小さくなる。従って、このように負荷容量ＣＬが大きいときには、上式（３）の可変容量回路３６の感度ＳＶＣを大きくする。このようにすれば、負荷容量ＣＬが大きくなって、感度ＴＳが小さくなっても、感度ＳＶＣが大きくなることで、ＫＶ＝ＴＳ×ＳＶＣが一定に保たれるようになり、容量ＣＴＯＴの容量変化の直線性を確保できるようになる。

例えば図１３には、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７により構成される可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量ＣＰ１～ＣＰ７の電圧容量特性が示されている。これらの容量ＣＰ１～ＣＰ７の電圧容量特性における傾きが、感度ＳＶＣに対応する。そして本実施形態では、容量制御電圧ＶＣＰが小さくなって、負荷容量ＣＬが大きくなったときに、例えば可変容量素子ＣＥ１についての感度ＳＶＣを高くして、容量ＣＰ１の電圧容量特性における傾きを大きくする。具体的には、可変容量素子ＣＥ１を構成するトランジスターＴＲ１のチャネル幅やチャネル長を大きくすることでトランジスターサイズを大きくして、感度ＳＶＣを高くする。これにより図１３に示すように、容量ＣＰ１の電圧容量特性の傾きが大きくなり、トータルの容量ＣＴＯＴの直線性が確保されるようになる。即ち図１３では、容量ＣＰ７の電圧容量特性の傾きが最も大きく、容量ＣＰ１の電圧容量特性の傾きが最も小さい。このように容量ＣＰ７～ＣＰ１の電圧容量特性の傾きを調整することで、容量ＣＴＯＴの直線性が確保される。そして、このような電圧容量特性の傾きの調整は、可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７を構成するトランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル幅やチャネル長を調整して、トランジスターサイズを調整することで実現できる。即ちＣＰ１＞ＣＰ２＞ＣＰ３＞ＣＰ４＞ＣＰ５＞ＣＰ６＞ＣＰ７となるようにトランジスターサイズを調整することで、図１３に示すようにＣＰ１～ＣＰ７についての傾き調整である感度調整を行い、容量ＣＴＯＴの直線性を確保する。

図１４にチャネル幅が異なる複数のトランジスターＴＲ１～ＴＲ７を設けた可変容量回路３６の第２の配置構成例を示す。図１４では図１２と同様に、可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７を構成するトランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル幅Ｗ１～Ｗ７について、Ｗ１＞Ｗ２＞Ｗ３＞Ｗ４＞Ｗ５＞Ｗ６＞Ｗ７の関係が成り立っている。従って可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量についても、ＣＰ１＞ＣＰ２＞ＣＰ３＞ＣＰ４＞ＣＰ５＞ＣＰ６＞ＣＰ７の関係が成り立つ。このとき図１２では、方向ＤＲ２でのゲートＧＴ１～ＧＴ７の長さについても、ＧＴ１＞ＧＴ２＞ＧＴ３＞ＧＴ４＞ＧＴ５＞ＧＴ６＞ＧＴ７の関係が成り立っているが、図１４では、方向ＤＲ２でのゲートの長さは同じになっており、ＧＴ１＝ＧＴ２＝ＧＴ３＝ＧＴ４＝ＧＴ５＝ＧＴ６＝ＧＴ７の関係が成り立っている。即ち図１４では、ゲート自体の長さではなく、不純物領域ＩＲ１、ＣＩＲ１、ＣＩＲ２・・・ＩＲ７の方向ＤＲ２での長さを変化させることで、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル幅Ｗ１～Ｗ７を変化させている。このようにすれば、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７のゲートＧＴ１～ＧＴ７を同じ形状のゲート電極にすることができるため、ゲートＧＴ１～ＧＴ７の形状や寸法の製造バラツキを低減でき、より正確な容量値の設定が可能になる。

図１５にチャネル幅が異なる複数のトランジスターＴＲ１～ＴＲ７を設けた可変容量回路３６の第３の配置構成例を示す。図１５が図１４と異なるのは、図１４では可変容量素子ＣＥ１を１つのトランジスターＴＲ１により構成しているのに対して、図１５では可変容量素子ＣＥ１を２つのトランジスターＴＲ１１、ＴＲ１２で構成している点である。そして可変容量素子ＣＥ１を構成する２つのトランジスターＴＲ１１、ＴＲ１２のゲートＧＴ１１、ＧＴ１２には、同じ基準電圧ＶＲ１が供給される。このようにすれば、図１５では、同じ基準電圧ＶＲ１をゲートＧＴ１、ＧＴ２に供給しながら、可変容量素子ＣＥ１の容量ＣＰ１を図１４に比べて大きくできるようになる。これにより可変容量回路３６のトータルの容量のリニアリティー特性の更なる改善を実現できる。

図１６にチャネル長が異なる複数のトランジスターＴＲ１～ＴＲ７を設けた可変容量回路３６の配置構成例を示す。チャネル長は、図１２ではトランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル領域についての方向ＤＲ１での長さに対応する。

例えば図１６では、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル長ＬＥ１～ＬＥ７について、ＬＥ１＞ＬＥ２＞ＬＥ３＞ＬＥ４＞ＬＥ５＞ＬＥ６＞ＬＥ７の関係が成り立っている。従って可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量については、図１２、図１４、図１５と同様に、ＣＰ１＞ＣＰ２＞ＣＰ３＞ＣＰ４＞ＣＰ５＞ＣＰ６＞ＣＰ７の関係が成り立つ。そして可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７のゲートＧＴ１～ＧＴ７に供給される基準電圧についても、図１２、図１４、図１５と同様にＶＲ１＜ＶＲ２＜ＶＲ３＜ＶＲ４＜ＶＲ５＜ＶＲ６＜ＶＲ７の関係が成り立つ。このように可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量は、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル幅により設定してもよいし、トランジスターＴＲ１～ＴＲ７のチャネル長により設定してもよい。

以上は可変容量素子を構成するトランジスターがＮ型トランジスターである場合について説明したが、可変容量素子を構成するトランジスターはＰ型トランジスターであってもよい。例えば図１７では、可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２は、各々、Ｐ型のトランジスターＴＲＰ１、ＴＲＰ２により構成されている。そしてＰ型のトランジスターＴＲＰ１、ＴＲＰ２のゲートＧＴ１、ＧＴ２に、基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２が供給され、不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２及び共通不純物領域ＣＩＲ１に、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。そして図１８に示すように、Ｎ型トランジスターの電圧容量特性と、Ｐ型トランジスターの電圧容量特性は異なっている。例えばＮ型トランジスターの場合には、ソース領域及びドレイン領域に供給される容量制御電圧ＶＣＰが小さくなった場合に、ＭＯＳキャパシターの容量が大きくなるが、Ｐ型トランジスターの場合には、容量制御電圧ＶＣＰが大きくなった場合に、ＭＯＳキャパシターの容量が大きくなる。例えば、図１７に示すように可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２を構成するトランジスターがＰ型のトランジスターＴＲＰ１、ＴＲＰ２である場合に、基準電圧ＶＲ１を基準電圧ＶＲ２よりも小さくして、ＶＲ１＜ＶＲ２とする。このときに、可変容量素子ＣＥ１、ＣＥ２の容量ＣＰ１、ＣＰ２については、容量ＣＰ１を容量ＣＰ２よりも小さくして、ＣＰ１＜ＣＰ２とする。例えば図１２、図１４～図１６の配置構成を例にとれば、基準電圧ＶＲ１～ＶＲ７については、ＶＲ１＜ＶＲ２＜ＶＲ３＜ＶＲ４＜ＶＲ５＜ＶＲ６＜ＶＲ７の関係が成り立つ。そして可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７の容量ＣＰ１～ＣＰ７については、ＣＰ１＜ＣＰ２＜ＣＰ３＜ＣＰ４＜ＣＰ５＜ＣＰ６＜ＣＰ７の関係を成り立たせる。このようにすることで図１９に示すように、可変容量回路３６のトータルの容量ＣＴＯＴのリニアリティー特性が改善され、広い電圧範囲で容量変化の直線性を確保できるようになる。

例えば図１９では、容量ＣＰ７の電圧容量特性の傾きが最も大きく、容量ＣＰ１の電圧容量特性の傾きが最も小さい。即ち可変容量素子ＣＥ７についての感度が最も高く、可変容量素子ＣＥ１についての感度が最も低い。このように容量ＣＰ７～ＣＰ１の電圧容量特性の傾きを調整することで、容量ＣＴＯＴの直線性が確保される。そして、このような電圧容量特性の傾きの調整は、可変容量素子ＣＥ１～ＣＥ７を構成するトランジスターＴＲＰ１～ＴＲＰ７のチャネル幅やチャネル長を調整して、トランジスターサイズを調整することで実現できる。即ちＣＰ１＜ＣＰ２＜ＣＰ３＜ＣＰ４＜ＣＰ５＜ＣＰ６＜ＣＰ７となるように、トランジスターＴＲＰ１～ＴＲＰ７のトランジスターサイズを調整することで、図１９に示すようにＣＰ１～ＣＰ７についての傾き調整である感度調整を行い、容量ＣＴＯＴの直線性を確保する。

３．発振回路
図２０に発振回路３０の構成例を示す。図２０の発振回路３０は、駆動回路３２と、可変容量回路３６と、基準電圧供給回路３４と、キャパシターＣ２を含む。そして図２０では、可変容量回路３６は、振動子１０の一端と発振回路３０を接続する配線Ｌ１に対して、ＤＣカット用のキャパシターＣ２を介して電気的に接続される。配線Ｌ１は第１配線である。なお配線Ｌ１は駆動回路３２の入力ノード側の配線であってもよいし、出力ノード側の配線であってもよい。

例えば図２０では可変容量回路３６はｎ個の可変容量素子ＣＥ１～ＣＥｎを含み、可変容量素子ＣＥ１～ＣＥｎはトランジスターＴＲ１～ＴＲｎにより構成される。ここでｎは２以上の整数である。そしてトランジスターＴＲ１～ＴＲｎのゲートには基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎが供給される。これらの基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎは基準電圧供給回路３４が供給する。また基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎの供給ノードＮＲ１～ＮＲｎと、ＧＮＤノードとの間にはキャパシターＣ３１～Ｃ３ｎが設けられている。即ちトランジスターＴＲ１～ＴＲｎのゲートノードとＧＮＤノードとの間にキャパシターＣ３１～Ｃ３ｎが設けられる。そしてトランジスターＴＲ１～ＴＲｎのソース領域又はドレイン領域である不純物領域と共通不純物領域に対して、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。例えば図１、図２の制御回路５０が、抵抗ＲＣを介して容量制御電圧ＶＣＰを、可変容量回路３６における容量制御電圧ＶＣＰの供給ノードＮＳに供給する。供給ノードＮＳは、トランジスターＴＲ１～ＴＲｎの不純物領域、共通不純物領域に接続される。そしてキャパシターＣ２は、配線Ｌ１と供給ノードＮＳとの間に設けられる。即ちキャパシターＣ２は、一端が、配線Ｌ１との接続ノードであるノードＮ１に接続され、他端が、容量制御電圧ＶＣＰの供給ノードＮＳに接続される。キャパシターＣ２は、ＤＣカット用のキャパシターであり、キャパシターＣ２の容量は、可変容量回路３６の容量に比べて十分に大きな容量になっている。このようなＤＣカット用のキャパシターＣ２を介して配線Ｌ１に対して可変容量回路３６を接続することで、可変容量回路３６を用いて発振回路３０の負荷容量を適切に調整できるようになる。そして可変容量回路３６の不純物領域や共通不純物領域が接続される供給ノードＮＳに対して容量制御電圧ＶＣＰを供給しながら、可変容量回路３６のトランジスターＴＲ１～ＴＲ７のゲートに対して基準電圧ＶＲ１～ＶＲ７を供給できるようになる。従って、可変容量回路３６の負荷容量の増加や回路規模の増加を抑制しながら、容量変化の直線性を確保できるようになる。

図２１に発振回路３０の詳細な第１の構成例を示す。図２１の発振回路３０は、駆動回路３２と、ＤＣカット用のキャパシターＣＡ１と、基準電圧供給回路３４と、ＤＣカット用のキャパシターＣ２と、可変容量回路３６を含む。キャパシターＣＡ１は第１キャパシターであり、キャパシターＣ２は第２キャパシターである。また発振回路３０は、ＤＣカット用のキャパシターＣ４と、可変容量回路３７を含むことができる。可変容量回路３７の構成は可変容量回路３６と同様の構成の回路であり、詳細な説明は省略する。なおキャパシターＣ４と可変容量回路３７は必須の構成要素ではなく、これらを設けない変形実施も可能である。また可変容量回路３６及び可変容量回路３７とＧＮＤノードとの間にはキャパシターＣ３１～Ｃ３ｎが設けられている。

駆動回路３２は、振動子１０を駆動して発振させる回路である。図２１では駆動回路３２は、電流源ＩＳと、バイポーラトランジスターＢＰと、抵抗ＲＢを含む。電流源ＩＳはＶＲＥＧの電源ノードとバイポーラトランジスターＢＰとの間に設けられ、バイポーラトランジスターＢＰに定電流を供給する。バイポーラトランジスターＢＰは、振動子１０を駆動するトランジスターであり、ベースノードが、駆動回路３２の入力ノードＮＩとなり、コレクターノードが、駆動回路３２の出力ノードＮＱとなっている。抵抗ＲＢはバイポーラトランジスターＢＰのコレクターノードとベースノードの間に設けられる。

ＤＣカット用のキャパシターＣＡ１は、駆動回路３２の入力ノードＮＩと配線Ｌ１との間に設けられる。例えばキャパシターＣＡ１は、一端が駆動回路３２の入力ノードＮＩに接続され、他端が配線Ｌ１に接続される。配線Ｌ１は、端子Ｔ１に接続される第１配線である。このようなキャパシターＣＡ１を設けることで、発振信号ＯＳＩのＤＣ成分がカットされ、ＡＣ成分だけが駆動回路３２の入力ノードＮＩに伝達されるようになり、バイポーラトランジスターＢＰを適正に動作させることが可能になる。なお後述の図２２に示すように、ＤＣカット用のキャパシターＣＡ１は、駆動回路３２の出力ノードＮＱと配線Ｌ１との間に設けてもよい。

基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３６及び可変容量回路３７に基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを供給する。基準電圧供給回路３４は、例えばＶＲＥＧのノードとＧＮＤのノードの間に直列に設けられた複数の抵抗を含み、ＶＲＥＧの電圧を分割した電圧を基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎとして出力する。この場合に、複数の抵抗の抵抗間の接続ノードと、基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎの出力ノードとの間には抵抗が設けられる。これにより基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを抵抗分離して供給できるようになる。

また基準電圧供給回路３４は、配線Ｌ１にバイアス電圧設定用の基準電圧ＶＲＢを供給する。即ち端子Ｔ１と発振回路３０を接続する配線Ｌ１に基準電圧ＶＲＢを供給する。基準電圧供給回路３４が、例えばＶＲＢ＝０．７５Ｖの基準電圧を配線Ｌ１に供給することで、配線Ｌ１での発振信号ＯＳＩの振幅中心電圧を０．７５Ｖに設定できるようになる。なお配線Ｌ２での発振信号ＯＳＱの振幅中心電圧である１．３７Ｖは、例えばバイポーラトランジスターＢＰのベース・エミッター間電圧ＶＢＥと、抵抗ＲＢに流れるベース電流ＩＢに基づき設定される。例えば発振信号ＯＳＱの振幅中心電圧は、ＶＢＥ＋ＩＢ×ＲＢの電圧に設定される。

ＤＣカット用のキャパシターＣ２は、一端が配線Ｌ１に電気的に接続され、他端が容量制御電圧ＶＣＰの供給ノードＮＳ１に電気的に接続される。容量制御電圧ＶＣＰは抵抗ＲＣ１を介して供給ノードＮＳ１に供給される。容量制御電圧ＶＣＰは、例えば０．２Ｖ～１．３Ｖの電圧範囲で可変に制御される。可変容量回路３６は、一端が供給ノードＮＳ１に電気的に接続されて、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。図３、図６を例にとれば、供給ノードＮＳ１が、不純物領域ＩＲ１、ＩＲ２、共通不純物領域ＣＩＲ１に電気的に接続されて、これらの領域に容量制御電圧ＶＣＰが供給される。図１２、図１４～図１６を例にとれば、供給ノードＮＳ１が、不純物領域ＩＲ１、ＩＲ７、共通不純物領域ＣＩＲ１～ＣＩＲ６に電気的に接続されて、これらの領域に容量制御電圧ＶＣＰが供給される。また基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３６の他端の供給ノードＮＲ１～ＮＲｎに、基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを供給する。そして基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎの供給ノードＮＲ１～ＮＲｎと、ＧＮＤノードとの間にキャパシターＣ３１～Ｃ３ｎが設けられる。図３、図６を例にとれば、供給ノードＮＲ１、ＮＲ２がゲートＧＴ１、ＧＴ２に電気的に接続され、ゲートＧＴ１、ＧＴ２に基準電圧ＶＲ１、ＶＲ２が供給される。図１２、図１４～図１６を例にとれば、供給ノードＮＲ１～ＮＲ７がゲートＧＴ１～ＧＴ７に電気的に接続され、ゲートＧＴ１～ＧＴ７に基準電圧ＶＲ１～ＶＲ７が供給される。

ＤＣカット用のキャパシターＣ４は、一端が配線Ｌ２に電気的に接続され、他端が容量制御電圧ＶＣＰの供給ノードＮＳ２に電気的に接続される。容量制御電圧ＶＣＰは抵抗ＲＣ２を介して供給ノードＮＳ２に供給される。可変容量回路３７は、一端が供給ノードＮＳ２に電気的に接続されて、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。また基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３７の他端の供給ノードＮＲ１～ＮＲｎに、基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを供給する。

また図２１では、端子Ｔ３と配線Ｌ１との間にスイッチ回路４０が設けられている。スイッチ回路４０と配線Ｌ１のノードＮ１との間には、抵抗ＲＰが設けられる。スイッチ回路４０は、例えばＰ型のトランジスターＴＰ１とＮ型のトランジスターＴＮ１で構成されるトランスファーゲートなどにより実現できる。そしてテストモードでは、スイッチ回路４０がオンになり、端子Ｔ３を介して入力されたテスト用の外部入力信号ＩＮが、スイッチ回路４０、配線Ｌ１、端子Ｔ１を介して振動子１０の一端に入力されるようになる。これによりオーバードライブやＤＬＤなどのテスト、検査が可能になる。

このようにテストモード用にスイッチ回路４０を設けた場合に、スイッチ回路４０のＮ型のトランジスターＴＮ１においてリーク電流が発生し、このリーク電流が原因になって発振の周波数が不安定になってしまう問題が発生するおそれがある。例えば配線Ｌ１での発振信号ＯＳＩの発振振幅が負電圧側まで大きくスイングしてしまうと、スイッチ回路４０のＮ型のトランジスターＴＮ１が弱いオン状態になって、端子Ｔ３側にリーク電流が流れてしまう。

一方、通常動作モードにおいて端子Ｔ３には、周波数制御信号、アウトプットイネーブル信号又はスタンバイ信号などの外部入力信号ＩＮが入力され、この外部入力信号ＩＮの電圧レベルが様々に変化する。従って、外部入力信号ＩＮの電圧レベルが変化すると、Ｎ型のトランジスターＴＮ１に流れるリーク電流の大きさも変化してしまい、発振回路３０の発振の周波数が不安定になってしまう。

この点、図２１の構成例では、振動子１０の端子Ｔ１に接続される配線Ｌ１と、発振回路３０の駆動回路３２の入力ノードＮＩとの間に、ＤＣカット用のキャパシターＣＡ１を設けている。このようなＤＣカット用のキャパシターＣＡ１を設けることで、配線Ｌ１に対して任意の電圧レベルの基準電圧ＶＲＢを供給できるようになる。なお、入力ノードＮＩのＤＣの電圧レベルは、バイポーラトランジスターＢＰのベース・エミッター間電圧ＶＢＥに設定される。

そして基準電圧供給回路３４は、発振信号ＯＳＩの電圧レベルが負電圧側に大きく振れないようにする基準電圧ＶＲＢを配線Ｌ１に供給する。例えばトランジスターＴＮ１のＰＮ接合の順方向バイアスによるリーク電流が生じないような電圧レベルの基準電圧ＶＲＢを、配線Ｌ１に供給する。図２１では基準電圧供給回路３４は、基準電圧ＶＲＢ＝０．７５Ｖを配線Ｌ１に供給している。これにより、発振信号ＯＳＩの電圧レベルが負電圧側に大きく振れないようになり、スイッチ回路４０のＮ型のトランジスターＴＮ１において負電圧を原因とするリーク電流が発生するのが防止される。そして、この配線Ｌ１に供給される基準電圧ＶＲＢが、可変容量回路３６の容量に影響を与えないように、配線Ｌ１と、容量制御電圧ＶＣＰの供給ノードＮＳ１との間に、ＤＣカット用のキャパシターＣ２を設ける。このようにすることで、配線Ｌ１に供給される基準電圧ＶＲＢの電圧レベルを、０．７５Ｖなどの比較的高い電圧レベルに設定しても、可変容量回路３６の容量に影響が及ぶのが防止される。可変容量回路３７についても同様である。なお配線Ｌ２での発振信号ＯＳＱの振幅中心電圧については、例えばバイポーラトランジスターＢＰのベース・エミッター間電圧ＶＢＥと、抵抗ＲＢに流れるベース電流ＩＢにより設定される。例えば発振信号ＯＳＱの振幅中心電圧は、ＶＢＥ＋ＩＢ×ＲＢの電圧レベルに設定され、図２１では例えば１．３７Ｖに設定されている。

図２２に発振回路３０の詳細な第２の構成例を示す。図２１ではＤＣカット用のキャパシターＣＡ１は、発振回路３０の駆動回路３２の入力ノードＮＩと配線Ｌ１との間に設けられていたが、図２２では、ＤＣカット用のキャパシターＣＡ１は、駆動回路３２の出力ノードＮＱと配線Ｌ１との間に設けられている。別の言い方をすれば、図２１では、端子Ｔ１が、駆動回路３２の入力ノードＮＩ側の端子となっていたが、図２２では、端子Ｔ１が、駆動回路３２の出力ノードＮＱ側の端子となっている。そしてスイッチ回路４０の一端が配線Ｌ１に接続され、基準電圧供給回路３４は、配線Ｌ１に対して基準電圧ＶＲＢ＝０．７５Ｖを供給している。例えばスイッチ回路４０のＰ型のトランジスターＴＰ１の基板は、通常動作モードにおいてレギュレート電圧ＶＲＥＧ＝１．５Ｖに設定されている。このようにトランジスターＴＰ１の基板がレギュレート電圧ＶＲＥＧ＝１．５Ｖに設定されているときに、発振信号ＯＳＱの振幅の電圧が１．５Ｖを大きく上回ると、トランジスターＴＰ１においてリーク電流が発生するおそれがある。この点、図２２では、基準電圧供給回路３４が配線Ｌ１に基準電圧ＶＲＢ＝０．７５Ｖを供給することで、発振信号ＯＳＱの振幅中心電圧が０．７５Ｖに設定され、発振信号ＯＳＱの振幅の電圧が１．５Ｖを大きく上回らないように動作する。これにより、トランジスターＴＰ１においてリーク電流が発生するのが防止され、リーク電流を原因として発振の周波数が変動する事態を防止できるようになる。

また、図２１では、基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３６及び可変容量回路３７に共通の基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを供給していたが、図２２では、基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３６に基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎを供給し、可変容量回路３７に基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎを供給する。基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎと基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎは、例えば同じ電圧レベルの基準電圧である。なお両者の電圧レベルを異ならせてもよい。

基準電圧供給回路３４は、例えばＶＲＥＧのノードとＧＮＤのノードの間に直列に設けられた複数の抵抗を含み、ＶＲＥＧの電圧を分割した電圧を基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎ、ＶＧ１～ＶＧｎとして出力する。この場合に、複数の抵抗の抵抗間の接続ノードと、基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎの出力ノードとの間には抵抗が設けられ、複数の抵抗の抵抗間の接続ノードと、基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎの出力ノードとの間にも抵抗が設けられる。これにより基準電圧ＶＲ１～ＶＲｎと基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎを抵抗分離して供給できるようになる。

可変容量回路３７は、一端が供給ノードＮＳ２に電気的に接続されて、容量制御電圧ＶＣＰが供給される。また基準電圧供給回路３４は、可変容量回路３７の他端の供給ノードＮＧ１～ＮＧｎに、基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎを供給する。そして基準電圧ＶＧ１～ＶＧｎの供給ノードＮＧ１～ＮＧｎと、ＧＮＤノードとの間にキャパシターＣ５１～Ｃ５ｎが設けられる。

４．発振器
次に本実施形態の発振器４の構造例を説明する。図２３に発振器４の第１の構造例を示す。発振器４は、振動子１０と、回路装置２０と、振動子１０及び回路装置２０を収容するパッケージ１５を有する。パッケージ１５は、例えばセラミック等により形成され、その内側に収容空間を有しており、この収容空間に振動子１０及び回路装置２０が収容されている。収容空間は気密封止されており、望ましくは真空に近い状態である減圧状態になっている。パッケージ１５により、振動子１０及び回路装置２０を衝撃、埃、熱、湿気等から好適に保護することができる。

パッケージ１５はベース１６とリッド１７を有する。具体的にはパッケージ１５は、振動子１０及び回路装置２０を支持するベース１６と、ベース１６との間に収容空間を形成するようにベース１６の上面に接合されたリッド１７とにより構成されている。そして振動子１０は、ベース１６の内側に設けられた段差部に端子電極を介して支持されている。また回路装置２０は、ベース１６の内側底面に配置されている。具体的には回路装置２０は、能動面がベース１６の内側底面に向くように配置されている。能動面は回路装置２０の回路素子が形成される面である。また回路装置２０のパッドである端子にバンプＢＭＰが形成されている。そして回路装置２０は、導電性のバンプＢＭＰを介してベース１６の内側底面に支持される。導電性のバンプＢＭＰは例えば金属バンプであり、このバンプＢＭＰやパッケージ１５の内部配線や端子電極などを介して、振動子１０と回路装置２０が電気的な接続される。また回路装置２０は、バンプＢＭＰやパッケージ１５の内部配線を介して、発振器４の外部端子１８、１９に電気的に接続される。外部端子１８、１９は、パッケージ１５の外側底面に形成されている。外部端子１８、１９は、外部配線を介して外部デバイスに接続される。外部配線は、例えば外部デバイスが実装される回路基板に形成される配線などである。これにより外部デバイスに対してクロック信号などを出力できるようになる。

なお図２３では、回路装置２０の能動面が下方に向くように回路装置２０がフリップ実装されているが、本実施形態はこのような実装には限定されない。例えば回路装置２０の能動面が上方に向くように回路装置２０を実装してもよい。即ち能動面が振動子１０に対向するように回路装置２０を実装する。

図２４に発振器４の第２の構造例を示す。図２４の発振器４は、振動子１０と回路装置２０と回路装置２１を含む。また発振器４は、振動子１０及び回路装置２０を収容するパッケージ１５と、パッケージ１５及び回路装置２１を収容するパッケージ５を含む。パッケージ１５、パッケージ５は、各々、第１パッケージ、第２パッケージである。第１パッケージ、第２パッケージは第１容器、第２容器と言うこともできる。

そして本実施形態では、パッケージ１５に収容される回路装置２０が第１温度補償処理を行い、パッケージ５に収容される回路装置２１が第２温度補償処理を行う。例えば振動子１０及び回路装置２０がパッケージ１５に収容されることで、例えばアナログ方式の第１温度補償処理を行う温度補償型の発振器１４が構成される。そして、アナログ方式の第１温度補償処理を行う発振器１４と、デジタル方式の第２温度補償処理を行う回路装置２１とがパッケージ５に収容されることで、高精度のクロック信号を生成する発振器４が構成される。回路装置２１は、デジタル方式で微調整の第２温度補償処理を行う補正ＩＣと呼ぶこともできる。

具体的にはパッケージ５は、例えばセラミック等により形成され、その内側に収容空間を有している。この収容空間に、振動子１０及び回路装置２０がパッケージ１５に収容された発振器１４と、回路装置２１とが収容されている。収容空間は気密封止されており、望ましくは真空に近い状態である減圧状態になっている。パッケージ５により、回路装置２１及び発振器１４を衝撃、埃、熱、湿気等から好適に保護することができる。

パッケージ５はベース６とリッド７を有する。具体的にはパッケージ５は、発振器１４及び回路装置２１を支持するベース６と、ベース６との間に収容空間を形成するようにベース６の上面に接合されたリッド７とにより構成されている。ベース６は、その内側に、上面に開口する第１凹部と、第１凹部の底面に開口する第２凹部を有する。回路装置２１は、第１凹部の底面に支持されている。例えば回路装置２１は、端子電極を介して底面の段差部に支持されている。また発振器１４は、第２凹部の底面に支持されている。例えば発振器１４は、端子電極を介して底面の段差部に支持されている。またベース６は、第２凹部の底面に開口する第３凹部を有しており、この第３凹部に回路部品１２が配置される。配置される回路部品１２としては、例えばコンデンサーや温度センサーなどを想定できる。

回路装置２１は、例えばボンディングワイヤーＢＷや、段差部に形成された端子電極や、パッケージ５の内部配線を介して、発振器１４の端子に電気的に接続される。これにより発振器１４からのクロック信号や温度検出信号を回路装置２１に入力できるようになる。また回路装置２１は、ボンディングワイヤーＢＷや、段差部に形成された端子電極や、パッケージ５の内部配線を介して、発振器４の外部端子８、９に電気的に接続される。外部端子８、９は、パッケージ５の外側底面に形成されている。外部端子８、９は、外部配線を介して外部デバイスに接続される。外部配線は、例えば外部デバイスが実装される回路基板に形成される配線などである。これにより外部デバイスに対してクロック信号などを出力できるようになる。なお発振器１４の端子と外部端子８、９を電気的に接続するようにしてもよい。

なお図２４では発振器１４の上方向に回路装置２１を配置しているが、発振器１４の下方向に回路装置２１を配置するようにしてもよい。ここで上方向はパッケージ５の底面からリッド７に向かう方向であり、下方向はその反対方向である。また発振器１４の側方に回路装置２１を設けてもよい。即ち発振器４の上面視において発振器１４と回路装置２１とが並ぶように配置する。

次に回路装置２１について説明する。回路装置２１は、発振器１４で生成されたクロック信号である第１クロック信号が、基準クロック信号として入力されるクロック信号生成回路を含む。そしてクロック信号生成回路が生成したクロック信号が、発振器４の出力クロック信号として外部に出力される。例えば回路装置２１のクロック信号生成回路は、発振器１４からの第１クロック信号が基準クロック信号として入力されるフラクショナル－Ｎ型のＰＬＬ回路により構成される。このＰＬＬ回路は、第１クロック信号である基準クロック信号と、ＰＬＬ回路の出力クロック信号を分周回路により分周したフィードバッククロック信号との位相比較を行う。そしてデルタシグマ変調回路を用いて小数の分周比を設定することで、フラクショナル－Ｎ型のＰＬＬ回路が実現される。また回路装置２１が含む制御回路が、温度補償データに基づいて、ＰＬＬ回路に設定される分周比データの補正処理を行うことで、第２温度補償処理が実現される。なお発振器１４において行われる第１温度補償処理は、例えば図１、図２の制御回路５０が行う多項式近似の温度補償処理により実現される。またクロック信号生成回路を、ダイレクトデジタルシンセサイザーにより構成してもよい。この場合には、第１クロック信号を基準クロック信号として動作するダイレクトデジタルシンセサイザーに対して、温度補償データにより補正された周波数制御データを入力することで、第２温度補償処理が実現される。

図２４の発振器４によれば、振動子１０を発振させる回路装置２０が第１温度補償処理を行うことで、第１回路装置である回路装置２０から出力される第１クロック信号の周波数温度特性での周波数変動量を小さくできる。そして第２回路装置である回路装置２１が、回路装置２０からの第１クロック信号に基づいてクロック信号を生成する際に第２温度補償処理を行う。このように回路装置２０により第１温度補償処理を行った後に、回路装置２１により第２温度補償処理を行うことで、温度計測結果の揺らぎなどを原因とする周波数のマイクロジャンプを小さくすることなどが可能になり、発振器４のクロック周波数の高精度化等を実現できるようになる。また図２４の発振器４では、回路装置２０に設けられる温度センサーを用いて第１温度補償処理を行うと共に、この温度センサーの温度検出信号が、回路装置２０から出力されて回路装置２１に入力されるようにしてもよい。そして回路装置２１が、入力された温度検出信号に基づいて第２温度補償処理を行ってもよい。このようにすれば、回路装置２０での第１温度補償処理と、回路装置２１での第２温度補償処理を、同じ温度センサーからの温度検出信号に基づいて行うことが可能になるため、より適正な温度補償処理を実現できるようになる。この場合に回路装置２０に内蔵される温度センサーと振動子１０との距離は、当該温度センサーと回路装置２１との距離よりも短くなる。従って、デジタル方式の温度補償処理を行うことで発熱量が多い回路装置２１と、振動子１０との距離を離すことができ、回路装置２１の発熱が温度センサーの温度検出結果に及ぼす悪影響を低減できる。従って、振動子１０についての温度を、回路装置２０に内蔵される温度センサーを用いて、より正確に計測することが可能になる。

５．電子機器、移動体
図２５に、本実施形態の回路装置２０を含む電子機器５００の構成例を示す。電子機器５００は、本実施形態の回路装置２０と、回路装置２０の発振回路３０の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置５２０を含む。具体的には電子機器５００は、本実施形態の回路装置２０を有する発振器４を含み、処理装置５２０は、発振器４からのクロック信号に基づいて動作する。また電子機器５００は、アンテナＡＮＴ、通信インターフェース５１０、操作インターフェース５３０、表示部５４０、メモリー５５０を含むことができる。なお電子機器５００は図２５の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

電子機器５００は、例えば基地局又はルーター等のネットワーク関連機器、距離、時間、流速又は流量等の物理量を計測する高精度の計測機器、生体情報を測定する生体情報測定機器、或いは車載機器などである。生体情報測定機器は例えば超音波測定装置、脈波計又は血圧測定装置等である。車載機器は自動運転用の機器等である。また電子機器５００は、頭部装着型表示装置や時計関連機器などのウェアラブル機器、ロボット、印刷装置、投影装置、スマートフォン等の携帯情報端末、コンテンツを配信するコンテンツ提供機器、或いはデジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器などであってもよい。

また電子機器５００としては、５Ｇなどの次世代移動通信システムに用いられる機器がある。例えば次世代移動通信システムの基地局、リモートレディオヘッド（ＲＲＨ）又は携帯通信端末などの種々の機器に本実施形態の回路装置２０を用いることができる。次世代移動通信システムでは、時刻同期等のために高精度のクロック周波数が要望されており、高精度のクロック信号を生成できる本実施形態の回路装置２０の適用例として好適である。

通信インターフェース５１０は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。プロセッサーである処理装置５２０は、電子機器５００の制御処理や、通信インターフェース５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。処理装置５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。操作インターフェース５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。メモリー５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーにより実現できる。

図２６に、本実施形態の回路装置２０を含む移動体の例を示す。移動体は、本実施形態の回路装置２０と、回路装置２０の発振回路３０の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置２２０を含む。具体的には移動体は、本実施形態の回路装置２０を有する発振器４を含み、処理装置２２０は、発振器４からのクロック信号に基づいて動作する。本実施形態の回路装置２０は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図２６は移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の回路装置２０が組み込まれる。具体的には、移動体である自動車２０６は、制御装置２０８を含み、制御装置２０８は、本実施形態の回路装置２０を含む発振器４と、発振器４により生成されたクロック信号に基づき動作する処理装置２２０を含む。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。例えば制御装置２０８により、自動車２０６の自動運転を実現してもよい。なお本実施形態の回路装置２０が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６等の移動体に設けられるメーターパネル機器やナビゲーション機器などの種々の車載機器に組み込むことが可能である。

以上に説明したように本実施形態の回路装置は、振動子を発振させる発振回路を含み、発振回路は、第１トランジスターにより構成される第１可変容量素子と、第２トランジスターにより構成される第２可変容量素子とを有し、発振回路の負荷容量を調整する可変容量回路と、第１基準電圧及び第２基準電圧を可変容量回路に供給する基準電圧供給回路を含む。そして第１トランジスターのゲートである第１ゲートに、第１基準電圧が供給され、第１トランジスターの一方の不純物領域である第１不純物領域に、容量制御電圧が供給され、第２トランジスターのゲートである第２ゲートに、第２基準電圧が供給され、第２トランジスターの一方の不純物領域である第２不純物領域に、容量制御電圧が供給される。また第１トランジスター及び第２トランジスターの他方の不純物領域となる第１共通不純物領域に、容量制御電圧が供給される。

本実施形態によれば、第１可変容量素子及び第２可変容量素子を含む可変容量回路により、発振回路の負荷容量が調整される。そして第１可変容量素子を構成する第１トランジスターの第１ゲート、第１不純物領域に、各々、第１基準電圧、容量制御電圧が供給される。また第２可変容量素子を構成する第２トランジスターの第２ゲート、第２不純物領域に、各々、第２基準電圧、容量制御電圧が供給される。そして第１トランジスター及び第２トランジスターの第１共通不純物領域に容量制御電圧が供給される。このようにすれば、第１トランジスター、第２トランジスターのゲート容量等を用いて可変容量回路を実現できる。そして第１トランジスターの第１ゲートに第１基準電圧を供給し、第２トランジスターの第２ゲートに第２基準電圧を供給することで、可変容量回路の電圧容量特性におけるリニアリティー特性を改善できる。更に第１トランジスター及び第２トランジスターの他方の不純物領域が、第１共通不純物領域として共用されることで、発振回路の負荷容量に無駄な容量が付加されてしまうのを防止でき、回路の小規模化等も図れるようになる。

また本実施形態では、第１不純物領域、第１ゲート、共通不純物領域、第２ゲート、及び第２不純物領域が、第１不純物領域、第１ゲート、共通不純物領域、第２ゲート、及び第２不純物領域の順で、第１方向に沿って設けられていてもよい。

このようにすれば第１方向での可変容量回路の長さを短くでき、可変容量回路の小規模化を図れるようになる。

また本実施形態では、第１トランジスター及び第２トランジスターはＮ型トランジスターであり、第１基準電圧は第２基準電圧よりも小さく、第１可変容量素子の容量は第２可変容量素子の容量よりも大きくてもよい。

このようにすれば、第２可変容量素子に比べて容量が大きい第１可変容量素子を構成するＮ型の第１トランジスターの第１ゲートに対して、第２基準電圧よりも小さい第１基準電圧が供給されるようになり、可変容量回路の電圧容量特性のリニアリティー特性の改善を図れるようになる。

また本実施形態では、第１トランジスター及び第２トランジスターはＰ型トランジスターであり、第１基準電圧は第２基準電圧よりも小さく、第１可変容量素子の容量は第２可変容量素子の容量よりも小さくてもよい。

このようにすれば、第２可変容量素子に比べて容量が小さい第１可変容量素子を構成するＰ型の第１トランジスターの第１ゲートに対して、第２基準電圧よりも小さい第１基準電圧が供給されるようになり、可変容量回路の電圧容量特性のリニアリティー特性の改善を図れるようになる。

また本実施形態では、可変容量回路は、第３トランジスターにより構成される第３可変容量素子を含んでもよい。そして基準電圧供給回路は、第３基準電圧を供給し、第３トランジスターのゲートである第３ゲートに、第３基準電圧が供給され、第３トランジスターの一方の不純物領域である第３不純物領域に、容量制御電圧が供給され、第２トランジスター及び第３トランジスターの他方の不純物領域となる第２共通不純物領域に、容量制御電圧が供給されてもよい。

このようにすれば、第２トランジスター及び第３トランジスターの他方の不純物領域が、第２共通不純物領域として共用されることで、発振回路の負荷容量に無駄な容量が付加されてしまうのを防止でき、回路の小規模化等も図れるようになる。

また本実施形態では、容量制御電圧は、発振回路の発振周波数の温度補償用の電圧であってもよい。

このようにすれば、可変容量回路による負荷容量の調整により、発振回路の発振周波数の温度補償を実現できるようになる。

また本実施形態では、可変容量回路は、振動子の一端と発振回路を接続する第１配線に対して、ＤＣカット用のキャパシターを介して電気的に接続されてもよい。

このようにＤＣカット用のキャパシターを介して第１配線に対して可変容量回路を接続することで、可変容量回路を用いて発振回路の第１配線側の負荷容量を調整することが可能になる。

また本実施形態では、発振回路は、振動子を駆動して発振させる駆動回路と、駆動回路の入力ノード又は出力ノードと、振動子の一端と発振回路を接続する第１配線との間に設けられるＤＣカット用の第１キャパシターと、一端が、第１配線に電気的に接続され、他端が、容量制御電圧の供給ノードに電気的に接続されるＤＣカット用の第２キャパシターと、を含んでもよい。そして可変容量回路は、一端が供給ノードに電気的に接続されて、容量制御電圧が供給されてもよい。

このようにすれば、第１配線での発振信号のＤＣ成分を、第１キャパシターを用いてカットして、発振回路の駆動回路に伝達できるようになる。また第２キャパシターによりＤＣ成分がカットされることで、第１配線の電圧により可変容量回路の容量が影響されないようにすることが可能になる。

また本実施形態では、基準電圧供給回路は、第１配線に、バイアス電圧設定用の基準電圧を供給してもよい。

このようにすれば、第１配線の電圧を、基準電圧供給回路からのバイアス電圧設定用の基準電圧により設定できるようになり、第１配線での発振信号の振幅中心電圧を所望の電圧に設定できるようになる。

また本実施形態は、上記に記載の回路装置と、振動子を含む発振器に関係する。

また本実施形態は、上記に記載の回路装置と、発振回路の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置を含む電子機器に関係する。

また本実施形態は、上記に記載の回路装置と、発振回路の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置を含む移動体に関係する。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本開示の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本開示の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本開示の範囲に含まれる。また回路装置、発振器、電子機器、移動体の構成・動作等も本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

ＣＥ１～ＣＥｎ…可変容量素子、ＩＲ１、ＩＲ２、ＩＲ３、ＩＲ７…不純物領域、
ＣＩＲ１～ＣＩＲ６…共通不純物領域、ＧＴ１～ＧＴ７…ゲート、ＣＬ…負荷容量、
ＶＲ１～ＶＲｎ、ＶＧ１～ＶＧｎ…基準電圧、ＣＰ１～ＣＰ７…容量、
ＣＡ１、Ｃ２、Ｃ３１～Ｃ３ｎ、Ｃ４、Ｃ５１～Ｃ５ｎ…キャパシター、
ＴＲ１～ＴＲｎ…トランジスター、ＴＲＰ１、ＴＲＰ２…トランジスター、
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６…端子、Ｌ１、Ｌ２…配線、
ＬＩＮ…信号入力用の配線、ＴＥ３、ＴＥ４、ＴＥ５、ＴＥ６…外部端子、
ＩＮ…外部入力信号、ＶＣＰ…容量制御電圧、ＣＫ…クロック信号、
ＶＲＥＧ…レギュレート電圧、ＣＫ…クロック信号、ＩＳ…電流源、
ＢＰ…バイポーラトランジスター、ＲＢ、ＲＣ１、ＲＣ２…抵抗、
ＮＩ…入力ノード、ＮＱ…出力ノード、ＯＳＩ、ＯＳＱ…発振信号、
４…発振器、５…パッケージ、６…ベース、７…リッド、８、９…外部端子、
１０…振動子、１２…回路部品、１４…発振器、１５…パッケージ、
１６…ベース、１７…リッド、１８、１９…外部端子、
２０、２１…回路装置、２２…レギュレーター、２４…第２スイッチ回路、
２９…出力回路、３０…発振回路、３２…駆動回路、３４…基準電圧供給回路、
３６、３７…可変容量回路、４０…スイッチ回路、
５０…制御回路、１００…可変容量回路、
２０６…自動車、２０７…車体、２０８…制御装置、２０９…車輪、
２２０…処理装置、５００…電子機器、５１０…通信インターフェース、
５２０…処理装置、５３０…操作インターフェース、５４０…表示部、
５５０…メモリー

Claims (11)

1. 振動子を発振させる発振回路を含み、
   前記発振回路は、
   前記振動子を駆動して発振させる駆動回路と、
   前記駆動回路の入力ノード又は出力ノードと、前記振動子の一端と接続される第１配線との間に設けられるＤＣカット用の第１キャパシターと、
   一端が前記第１配線に電気的に接続され、他端が前記発振回路の負荷容量を制御する容量制御電圧の供給ノードに電気的に接続されるＤＣカット用の第２キャパシターと、
   第１トランジスターにより構成される第１可変容量素子と、第２トランジスターにより構成される第２可変容量素子とを有し、一端が前記供給ノードに電気的に接続される可変容量回路と、
   第１基準電圧及び第２基準電圧を前記可変容量回路に供給する基準電圧供給回路と、
   を含み、
   前記第１トランジスターのゲートである第１ゲートに、前記第１基準電圧が供給され、前記第１トランジスターの一方の不純物領域である第１不純物領域に、前記容量制御電圧が供給され、
   前記第２トランジスターのゲートである第２ゲートに、前記第２基準電圧が供給され、前記第２トランジスターの一方の不純物領域である第２不純物領域に、前記容量制御電圧が供給され、
   前記第１トランジスター及び前記第２トランジスターの他方の不純物領域となる第１共通不純物領域に、前記容量制御電圧が供給されることを特徴とする回路装置。
2. 請求項１に記載の回路装置において、
   前記第１不純物領域、前記第１ゲート、前記第１共通不純物領域、前記第２ゲート、及び前記第２不純物領域が、前記第１不純物領域、前記第１ゲート、前記第１共通不純物領域、前記第２ゲート、及び前記第２不純物領域の順で、第１方向に沿って設けられることを特徴とする回路装置。
3. 請求項１又は２に記載の回路装置において、
   前記第１トランジスター及び前記第２トランジスターはＮ型トランジスターであり、
   前記第１基準電圧は前記第２基準電圧よりも小さく、前記第１可変容量素子の容量は前記第２可変容量素子の容量よりも大きいことを特徴とする回路装置。
4. 請求項１又は２に記載の回路装置において、
   前記第１トランジスター及び前記第２トランジスターはＰ型トランジスターであり、
   前記第１基準電圧は前記第２基準電圧よりも小さく、前記第１可変容量素子の容量は前記第２可変容量素子の容量よりも小さいことを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記可変容量回路は、第３トランジスターにより構成される第３可変容量素子を含み、
   前記基準電圧供給回路は、第３基準電圧を供給し、
   前記第３トランジスターのゲートである第３ゲートに、前記第３基準電圧が供給され、前記第３トランジスターの一方の不純物領域である第３不純物領域に、前記容量制御電圧が供給され、
   前記第２トランジスター及び前記第３トランジスターの他方の不純物領域となる第２共通不純物領域に、前記容量制御電圧が供給されることを特徴とする回路装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記容量制御電圧は、前記発振回路の発振周波数の温度補償用の電圧であることを特徴とする回路装置。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記可変容量回路は、前記振動子の一端と前記発振回路を接続する第１配線に対して、ＤＣカット用のキャパシターを介して電気的に接続されることを特徴とする回路装置。
8. 請求項１に記載の回路装置において、
   前記基準電圧供給回路は、
   前記第１配線に、バイアス電圧設定用の基準電圧を供給することを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
   前記振動子と、
   を含むことを特徴とする発振器。
10. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記発振回路の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置と、
    を含むことを特徴とする電子機器。
11. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記発振回路の発振信号に基づくクロック信号により動作する処理装置と、
    を含むことを特徴とする移動体。

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