JP7249261B2 - モータ制御装置、並びにそれを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置、並びにモータ制御装置を搭載する電動パワーステアリング装置に関する。

インバータによってモータを駆動制御するモータ制御装置は、多相の巻線を有するモータをパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）により制御する。モータが三相モータの場合には、三相の巻線にそれぞれ印加する電圧指令値と、ＰＷＭの基準となるキャリア信号とを比較して、三相インバータのスイッチング素子のオンとオフを切り替えることで、三相の巻線電流が制御される。このように電流を制御することでモータの出力トルクが制御される。電圧指令値は、インバータの出力電流の検出値とモータ回転子位置の位相に基づいて、印加電圧の大きさおよび位相を演算した結果得られる。

三相インバータは６個のスイッチング素子で構成される。モータの出力トルクは電流量に比例するため、大きなトルクを出すには、必要な電流量に見合った電流耐量を持つスイッチング素子を用いる必要がある。これに対し、複数のインバータを並列に接続することで、各インバータのスイッチング素子の電流耐量を増大させることなく、所望の電流量をモータ巻線に流すことができる。

このように、複数のインバータを並列に接続する場合、スイッチング素子個々の素子特性の違いによって、スイッチング素子のオンおよびオフのタイミングがずれると、モータを経由せずにインバータ間を流れる横流電流（以下、「横流」と記す）が発生する。

このような横流を抑制する従来技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。本技術では、並列接続された複数のインバータの各出力電流値の平均値と、各出力電流値との偏差を検出し、この偏差が零となるようにＰＷＭ制御信号のパルス幅が補正される。

特開平１０－９４２５９号公報

上記従来技術では、モータが複数の系統の巻線を有する場合には、一系統の巻線に流れる電流がモータの磁気回路を介して他系統の巻線のインダクタンスを変化させることで流れる電流の量が変化する磁気干渉を生じるため、横流の抑制が難しい。

そこで、本発明は、モータが複数の系統の巻線を有する場合に横流を抑制できるモータ制御装置、並びにそれを用いた電動パワーステアリング装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、モータを複数のインバータによって駆動制御するものであって、モータは、互いに独立する第１巻線および第２巻線を有し、複数のインバータは、第１巻線に並列に接続される第１インバータおよび第２インバータと、第２巻線に並列に接続される第３インバータおよび第４インバータと、を含み、第１インバータと第２インバータとの間に流れる横流電流を零に近づけるように、第１インバータおよび第２インバータを制御する制御部を備える。

また、上記課題を解決するために、本発明による電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイールと、ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、ステアリングホイールのトルクに応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、ステアリングホイールのトルクおよびモータトルクをステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、を備えるものであって、モータ制御装置は、上記本発明によるモータ制御装置である。

また、上記課題を解決するために、本発明による電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイールと、ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、ステアリングホイールの操作入力を、電気的通信によって取得し、操作入力に応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、モータトルクをステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、を備えるものであって、モータ制御装置は、上記本発明によるモータ制御装置である。

本発明によれば、複数のインバータの同時かつ高応答な制御が可能になる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１であるモータ駆動システムの全体構成を示すブロック図である。 実施例１におけるインバータの主回路構成を示す回路図である。 図１における相出力部の一例の回路構成図である。 図１における相出力部の他の一例の回路構成図である。 図１における相出力部の他の一例の回路構成図である。 図１に示す制御部２が備えるモータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。 ＰＷＭ変調部５０７におけるＰＷＭ変調制御によるオン・オフ制御用スイッチング信号の作成手段を示す波形図である。 図１に示す制御部２が備えるＰＷＭ信号の補正部の構成を示す機能ブロック図である。 実施例２であるモータ駆動システムにおけるモータの構成を示す断面図である。 図９に示す固定子の断面の一部を示す部分断面図である。 実施例３であるモータ駆動システムにおけるモータの構成を示す断面図である。 図１１に示す固定子の断面の一部を示す部分断面図である。 実施例５である電動パワーステアリング装置の全体構成図である。 実施例７である電動パワーステアリング装置の全体構成図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～８により、図面を用いながら説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の実施例１であるモータ駆動システムの全体構成を示すブロック図である。

図１に示すように、モータ１は、二つの異なる系統の三相巻線である巻線Ａおよび巻線Ｂを備え、一つの回転軸を有している。巻線Ａおよび巻線Ｂは互いに独立した三相巻線であり、各々が、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線を備える。

巻線Ａには、インバータＡ１およびインバータＡ２の主回路部が、それぞれ相出力部Ａ１および相出力部Ａ２を介して、並列に接続される。同様に、巻線Ｂには、インバータＢ１およびインバータＢ２の主回路部が、それぞれ相出力部Ｂ１および相出力部Ｂ２を介して、並列に接続される。インバータＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２を駆動する制御信号は、制御部２から与えられる。

図２は、本実施例１におけるインバータの主回路構成を示す回路図である。

図２に示すインバータ３（主回路部）の構成は、図１に示したインバータＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２において共通し、６個の半導体スイッチング素子で構成される三相フルブリッジ回路を有する。すなわち、インバータ３は、Ｕ相出力ＵＩに接続される上アームＳ_ｕｐと下アームＳ_ｕｎ、Ｖ相出力ＶＩに接続される上アームＳ_ｖｐと下アームＳ_ｖｎ、およびＷ相出力ＷＩに接続される上アームＳ_ｗｐと下アームＳ_ｗｎの６素子で構成される。また、直流側の正入力Ｐと基準入力Ｎの短絡防止用抵抗としてシャント抵抗３０１が設けられる。

なお、本実施例１では、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられるが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの他の半導体スイッチング素子が用いられてもよい。

図３は、図１における相出力部（Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２）の一例の回路構成図である。

図３に示す相出力部４の回路構成は、図１における相出力部Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２に共通する（図４－５についても同様）。

図３に示すように、相出力部４は、インバータ３（図２）のＵ相出力ＵＩ、Ｖ相出力ＶＩおよびＷ相出力ＷＩと、それぞれ、モータ１の三相巻線のＵ相入力ＵＭ、Ｖ相入力ＶＭおよびＷ相入力ＷＭとの間に、互いに直列接続される電流遮断用のリレー４０１、リアクトル４０２および電流検出器４０３を備える。

図４は、図１における相出力部（Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２）の他の一例の回路構成図である。

図４に示す相出力部４は、ＵＩ、ＶＩおよびＷＩと、それぞれ、ＵＭ、ＶＭおよびＷＭとの間に、互いに直列接続されるリレー４０１およびリアクトル４０２を備えているが、図３に示すような電流検出器４０３は備えていない。

図５は、図１における相出力部（Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２）の他の一例の回路構成図である。

図５に示す相出力部４は、ＵＩ、ＶＩおよびＷＩと、それぞれ、ＵＭ、ＶＭおよびＷＭとの間に接続されるリアクトル４０２を備えているが、図３に示すようなリレー４０１および電流検出器４０３は備えていない。

ここで、リレー４０１は、いずれかのインバータに動作異常（例えば、半導体スイッチング素子の短絡故障など）が発生した場合に、モータ１とインバータとの接続を遮断する。これにより、正常な他のインバータによりモータ１の運転を継続させることができる。なお、リレー４０１としては、機械式リレー（電磁リレー）や半導体リレーが用いられる。

また、リアクトル４０２は、並列接続されるインバータ間（例えば、インバータＡ１とインバータＡ２の間（図１））に発生する横流を抑制する。本実施例１では、後述するように、制御部２（図１）における横流制御によって横流を抑制するので、リアクトル４０２のインダクタンスを小さな値に抑制することができる。

なお、図４および図５に示す相出力部４は、各相の電流を検出する電流検出器４０３（図３）を備えていない。そこで、シャント抵抗３０１（図２）に流れる直流電流を検出して、検出された直流電流から三相電流を再現する、いわゆるワンシャント方式によって、電流検出器４０３と同様に、三相の電流情報を取得する。

図６は、図１に示す制御部２が備えるモータ制御部の構成を示す機能ブロック図である。なお、本実施例１では、モータ制御部において、いわゆるベクトル制御方式が適用される。

モータ制御部５１０は、インバータＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２（図１）を駆動する制御信号（ＰＷＭ信号）を作成する。なお、図６は、インバータ１台分の機能ブロック図である。

トルク／電流換算部５０１は、上位制御部から与えられるトルク指令に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｓおよびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｓを作成する。なお、トルク／電流換算部５０１は、これら電流指令値を、トルクと電流の変換係数Ｋｔを用いて演算したり、予め求めるマップ（トルク－電流指令マップ）に基づいて設定したりする。

検出電流演算部５０２は、電流検出器４０３（図３）もしくはシャント抵抗３０１（図１）からの信号電圧すなわち電流検出器出力に基づいて、ｄ軸電流検出値Ｉ_ｄｃおよびｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを演算する。

電流制御部５０３は、ｄ電流指令値Ｉ_ｄｓとｄ軸電流検出値Ｉ_ｄｃとの偏差（Ｉ_ｄｓ－Ｉ_ｄｃ）、およびｑ電流指令値Ｉ_ｑｓとｑ軸電流検出値Ｉ_ｑｃとの偏差（Ｉ_ｑｓ－Ｉ_ｑｃ）に対して、比例積分制御演算を実行して、演算値を出力する。

電圧指令演算部５０４は、電流制御部５０３の出力する比例積分制御演算値と、式（１）で表される電圧方程式とに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｓおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｓを作成する。

式（１）において、Ｒ_１，Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑ，Ｋ_ｅは、いずれもモータの特性を表す定数であり、それぞれ、１相分の抵抗値、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、誘起電圧定数である。また、ｐは微分演算子であり、ω_１は速度（角速度）である。

位相速度演算部５０５は、モータ１が備える位置センサ（例えば、エンコーダ）の出力信号に基づいて、位相θを演算して出力するとともに、式（２）すなわち位相θの時間微分により速度（角速度）ω_１を演算して出力する。なお、前述の電圧指令演算部５０４は、式（１）におけるω_１の値を、位相速度演算部５０５の出力する速度（角速度）の値に設定する。

ｄｑ／三相変換部５０６は、式（３）および式（４）を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｓおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｓを、三相電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖ_ｕｓ、Ｖ相電圧指令値Ｖ_ｖｓおよびＷ相電圧指令値Ｖ_ｗｓに変換する。

式（３）は、回転座標系におけるｄ軸電圧Ｖ_ｄおよびｑ軸電圧Ｖ_ｑを、固定座標系における二相電圧Ｖ_α，Ｖ_βに変換する。なお、ｄｑ／三相変換部５０６は、式（３）におけるθの値を、位相速度演算部５０５が出力する位相の値に設定する。

さらに、式（４）は、二相電圧Ｖ_α，Ｖ_βを三相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗに変換する。なお、式（４）におけるλは、変換の種類により異なる係数であり、絶対変換（変換の前後で電力が変化しない）では「λ＝（２／３）^１／２」であり、相対変換では「λ＝１」である。

ＰＷＭ変調部５０７は、三相電圧指令値Ｖ_ｕｓ，Ｖ_ｖｓ，Ｖ_ｗｓの振幅の大小を、振幅の大きさがインバータ３（図２）の直流入力電圧の大きさである方形波パルス電圧のパルス幅の長短に置き換える、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御を実行する。その結果、モータ１にはデューティー比が周期的に変化する方形波パルス電圧が印加される。

より具体的には、ＰＷＭ変調部５０７は、ＰＷＭ変調制御により、インバータ３（図２）における各半導体スイッチング素子に与えるオン・オフ制御用スイッチング信号（ゲート制御信号）を作成する。このゲート制御信号により各半導体スイッチング素子がオン・オフ制御されると、インバータ３（図２）はパルス幅変調された方形波パルス電圧を出力する。

なお、ＰＷＭ変調部５０７においては、キャリア－変調波（正弦波）比較方式のパルス幅変調が用いられる。このため、方形波パルス電圧のデューティー比は、キャリア信号の周期毎に更新される。したがって、キャリア周波数を変調波（正弦波）の周波数よりも十分高くすることにより、平均電圧が変調波（正弦波）に近似できる方形波パルス電圧列が出力される。

図７は、ＰＷＭ変調部５０７におけるＰＷＭ変調制御によるオン・オフ制御用スイッチング信号の作成手段を示す波形図である。

なお、変調波となる三相電圧指令値の周波数よりも十分に高い周波数のキャリア信号（図７では三角波）が用いられる。このため、図７に示すように、三相電圧指令値Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗは、キャリア信号の数周期分の時間範囲では、一定値とみなせる。

ＰＷＭ変調部５０７は、三相電圧指令値Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗとキャリア信号の大きさを比較することにより、図７中のスイッチング信号、すなわちオン・オフ制御用スイッチング信号（ゲート制御信号）を作成する。

図７中では、スイッチング信号のレベルの「Ｈｉｇｈ」および「Ｌｏｗ」を、それぞれ「１」および「０（零）」で示している。例えば、Ｕ相については、Ｕ相電圧指令値Ｖ_ｕがキャリア信号よりも大きな時間範囲で、スイッチング信号を１とし、Ｕ相電圧指令値Ｖ_ｕがキャリア信号よりも小さな時間範囲で、スイッチング信号を０（零）とする。Ｕ相電圧指令値Ｖ_ｕとキャリア信号が等しくなる時点で、スイッチング信号の１と０（零）を切り替える。

スイッチング信号が１であれば、上アームＳ_ｕｐがオン状態であり、かつ下アームＳ_ｕｎがオフ状態である。また、スイッチング信号が０であれば、上アームＳ_ｕｐがオフ状態であり、下アームＳ_ｕｎがオン状態である。また、スイッチング信号の１と０（零）が切り替わると、上アームＳ_ｕｐおよび下アームＳ_ｕｎのオン・オフ状態が、相補的に切り替わる。これにより、Ｕ相出力ＵＩの相電圧は、図７中の領域（ａ）および（ｂ）については、図７中最下段の波形となり、電圧指令値Ｖ_ｕがパルス状に変調された波形がモータ１の巻線に交流電圧として印加される。

Ｖ相、Ｗ相についても、Ｕ相と同様に、電圧指令値（Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗ）とキャリア信号の大小関係に応じて、スイッチング信号が作成される。その結果、図７中の、領域（ａ），（ｂ）については、それぞれ図７中の左下および右下に示すようなスイッチング信号が作成される。

次に、本実施例における横流抑制手段について説明する。

図８は、図１に示す制御部２が備えるＰＷＭ信号の補正部の構成を示す機能ブロック図である。

モータ制御部５１０は、インバータＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２（図１）を駆動するＰＷＭ信号を作成するが、インバータＡ１を駆動するＰＷＭ信号を作成するモータ制御部５１０Ａ１と、インバータＡ２を駆動するＰＷＭ信号を作成するモータ制御部５１０Ａ２と、インバータＢ１を駆動するＰＷＭ信号を作成するモータ制御部５１０Ｂ１と、インバータＢ２を駆動するＰＷＭ信号を作成するモータ制御部５１０Ｂ２とを備えている。なお、モータ制御部５１０Ａ１，５１０Ａ２，５１０Ｂ１，５１０Ｂ２の各々は、図６に示す構成を有する。

インバータＡの補正部５２０は、モータ１の巻線Ａに並列接続されるインバータＡ１およびインバータＡ２の制御信号であるＰＷＭ信号を補正する。また、インバータＢの補正部５３０は、モータ１の巻線Ｂに並列接続されるインバータＢ１およびインバータＢ２の制御信号であるＰＷＭ信号を補正する。

なお、インバータＡの補正部５２０とインバータＢの補正部は、同様の構成を有する。そこで、以下、インバータＡの補正部５２０を代表として、その構成および機能について説明する。

図８に示すように、インバータＡの補正部５２０は、インバータＡ１とインバータＡ２の電流検出値から横流値を演算する横流演算部５２１と、横流演算部５２１が演算する横流値に応じて横流を抑制する出力を演算する抑制制御部５２２と、モータ１の巻線Ｂに通流される電流から巻線Ａへの磁気干渉を演算する干渉量演算部５２４と、抑制制御部５２２と干渉量演算部５２４の出力にもとづいて、ＰＷＭ信号の補正量を演算する補正量演算部５２３と、前記補正量にもとづいてモータ制御部５１０Ａ１と５１０Ａ２のＰＷＭ信号をそれぞれ補正実行する補正反映部５２５で構成されている。

横流演算部５２１は、式（５）および式（６）を用いて、インバータＡ１，Ａ２の三相の電流検出値から、インバータＡ１，Ａ２間の横流（ｄ軸横流値，ｑ軸横流値）を演算して、出力する。

式（５）は、三相電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗを固定座標系における二相電流Ｉ_α，Ｉ_βに変換する。横流演算部５２１は、式（５）に基づいて、インバータＡ１の二相電流Ｉ_α１，Ｉ_β１、並びにインバータＡ２の二相電流Ｉ_α２，Ｉ_β２を演算する。さらに、横流演算部５２１は、固定座標系における二相横流値として、Ｉ_α１とＩ_α２の電流差分、並びにＩ_β１とＩ_β２の電流差分を演算する。

さらに、式（６）は、固定座標系における二相電流Ｉ_α，Ｉ_βを回転座標系におけるｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑに変換する。なお、式（６）におけるλは、前述の式（４）と同様に、変換の種類により異なる係数である。横流演算部５２１は、式（６）に基づいて、固定座標系における二相横流値、すなわち、Ｉ_α１とＩ_α２の電流差分、並びにＩ_β１とＩ_β２の電流差分から、回転座標系における電流差分すなわち横流（ｄ軸横流値，ｑ軸横流値）を演算する。

抑制制御部５２２は、横流演算部５２１が演算するｄ軸横流値およびｑ軸横流値に対して電流制御を実行して、ｄ軸横流値およびｑ軸横流値を零に近づけるような電圧指令値を作成して出力する。なお、抑制制御部５２２における制御ゲインＫ_ｃｃは、式（７）で表される。なお、「Ｆ_ｃｃ」は電流応答設定周波数であり、Ｌ_Ｒはリアクトル４０２（図３－５）のインダクタンス値である。

ここで、抑制制御部５２２による電流制御出力、すなわち横流抑制のための電圧指令の補正量については、以下において、ｄ軸成分を「Ｖ_ｃｃｄ１」と記し、ｑ軸成分を「Ｖ_ｃｃｑ１」と記す。

干渉量演算部５２４は、モータ１の巻線Ａと巻線Ｂの間に発生する系統間の磁束干渉量を演算する。

ここで、磁束干渉とは、巻線Ａおよび巻線Ｂの一方の巻線に流れる電流により発生する磁束が、固定子鉄心などからなる磁気回路を介して他方の巻線とも鎖交して、他方の巻線の電圧値に影響することを意味している。

そこで、本実施例では、本発明者の検討に基づき、磁束干渉量を、巻線Ａのｄ軸電圧成分Ｖ_ｃｖｄ１およびｑ軸電圧成分Ｖ_ｃｖｑ１、並びに巻線Ｂのｄ軸電圧成分Ｖ_ｃｖｄ２およびｑ軸電圧成分Ｖ_ｃｖｑ２とする。さらに、本発明者の検討に基づき、干渉量演算部５２４は、巻線Ａ，Ｂのｄｑ軸電流に対して、式（８）に基づいてＶ_ｃｖｄ１およびＶ_ｃｖｑ１を演算するとともに、式（９）に基づいてＶ_ｃｖｄ２およびＶ_ｃｖｑ２を演算する。

式（８）および式（９）において、Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２およびＩ_ｑ２は、それぞれ、巻線Ａのｄ軸電流検出値、巻線Ａのｑ軸電流検出値、巻線Ｂのｄ軸電流検出値および巻線Ｂのｑ軸電流検出値である。

なお、図８に示すように、干渉量演算部５２４は、モータ制御部５１０Ａ１，５１０Ａ２，５１０Ｂ１，５１０Ｂ２の各々から電流検出値、すなわち三相のインバータ出力電流検出値を取得し、取得された電流検出値から、式（５）および式（６）に基づいて、巻線Ａ，Ｂの各電流（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２，Ｉ_ｑ２）を演算する。

式（８）におけるパラメータＬ_ｑｄ１，Ｌ_ｑ１，Ｌ_ｄｑ３およびＬ_ｑ３は、Ｖ_ｃｖｄ１の演算において、それぞれＩ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２およびＩ_ｑ２と乗算されるインダクタンス値を表す。また、式（８）におけるパラメータＬ_ｄ１，Ｌ_ｑｄ１，Ｌ_ｄ３およびＬ_ｑｄ３は、Ｖ_ｃｖｑ１の演算において、それぞれＩ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２およびＩ_ｑ２と乗算されるインダクタンス値を表す。

式（９）におけるパラメータＬ_ｑｄ２，Ｌ_ｑ２，Ｌ_ｄｑ４およびＬ_ｑ４は、Ｖ_ｃｖｄ２の演算において、それぞれＩ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２およびＩ_ｑ２と乗算されるインダクタンス値を表す。また、式（９）におけるパラメータＬ_ｄ２，Ｌ_ｑｄ２，Ｌ_ｄ４およびＬ_ｑｄ４は、Ｖ_ｃｖｑ２の演算において、それぞれＩ_ｄ１，Ｉ_ｑ１，Ｉ_ｄ２およびＩ_ｑ２と乗算されるインダクタンス値を表す。

これらのインダクタンス値としては、予め磁界解析や実験により求めた値が、干渉量演算部５２４に設定される。式（８）および式（９）によれば、巻線Ａおよび巻線Ｂの電流検出値に基づいて、巻線Ａと巻線Ｂとの間の磁束干渉を演算により数値化することができるので、磁束干渉を横流抑制制御に正確に反映することができる。

なお、磁束干渉量は、巻線Ａ，Ｂ間の相互作用（磁束干渉）の状態が電流量で変化することから、巻線Ａにおいては巻線Ｂの電流量を用いて所定係数倍して出力し、かつ巻線Ｂにおいては巻線Ａの電流量を用いて所定係数倍して出力するような、比例特性としてもよい。すなわち、インバータ補正部Ａ，Ｂ（図８）を備える制御部２（図１）は、一方の巻線に流れる電流量に応じた比例演算に基づいて横流を零に近づけるように、並列接続される各インバータを制御してもよい。

このような磁束干渉量の演算は、例えば、事前にモータの系統間の磁束干渉が小さいことがわかっている場合に用いることができ、磁束干渉量の演算を簡略化することができる。

補正量演算部５２３は、抑制制御部５２２が演算する電流制御出力Ｖ_ｃｃｄ１およびＶ_ｃｃｑ１と、干渉量演算部５２４が演算する磁束干渉量Ｖ_ｃｖｄ１およびＶ_ｃｖｑ１を用いて、式（１０）に基づいて、巻線ＡへのインバータＡ１の出力電圧の補正量、すなわちｄ軸電圧補正量ΔＶ_ｄ１およびｑ軸電圧補正量ΔＶ_ｑ１を演算する。また、補正量演算部５２３は、Ｖ_ｃｃｄ１，Ｖ_ｃｃｑ１，Ｖ_ｃｖｄ１およびＶ_ｃｖｑ１用いて、式（１１）に基づいて、巻線ＡへのインバータＡ２の出力電圧の補正量、すなわちｄ軸電圧補正量ΔＶ_ｄ２およびｑ軸電圧補正量ΔＶ_ｑ２を演算する。

補正反映部５２５は、インバータＡ１の出力電圧の補正量ΔＶ_ｄ１およびΔＶ_ｑ１に相当する時間幅（パルス幅補正量）をパルス幅変調により演算して、演算された時間幅をモータ制御部５１０Ａ１が作成するＰＷＭ信号に対して加算して、補正されたＰＷＭ信号を作成してインバータＡ１に与える。

また、補正反映部５２５は、インバータＡ２の出力電圧の補正値ΔＶ_ｄ２およびΔＶ_ｑ２に相当する時間幅（パルス幅補正量）をパルス幅変調により演算して、演算された時間幅をモータ制御部５１０Ａ２が作成するＰＷＭ信号に対して加算して、補正されたＰＷＭ信号を作成してインバータＡ２に与える。

これら補正されたＰＷＭ信号によってインバータＡ１，Ａ２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、インバータＡ１およびインバータＡ２間の横流を抑えることができる。

なお、図８に示すインバータＢ補正部５３０は、上述のインバータＡ補正部５２０と、同様な構成を有し、かつ同様に動作する。したがって、インバータＢ補正部５３０によって補正されたＰＷＭ信号によってインバータＢ１，Ｂ２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、インバータＢ１およびインバータＢ２間の横流を抑えることができる。

上述のように、本実施例１によれば、複数の系統の巻線を有するモータを駆動する複数のインバータ間における横流を抑制することができる。このため、モータ制御システムは、モータ巻線に効率的に電流を通流することができる。その結果、小電流から大電流までの広い電流範囲で、電流応答性とトルク制御精度が向上する。

図９は、本発明の実施例２であるモータ駆動システムにおけるモータの構成を示す断面図である。なお、本図９は、モータの回転軸に垂直な方向における固定子および回転子の断面を示す。本実施例２において、モータ以外の構成は、前述の実施例１と同様である。

図９に示すように、本実施例２においては、モータの固定子における固定子鉄心が二つの領域、図中では右半分の領域と左半分の領域、を有する。すなわち、固定子鉄心は、回転軸方向に沿って延びかつ回転軸を含む仮想平面を境界面として、二つの領域に分かれている。一方の領域（右半分の領域）には巻線Ａが集中巻きで巻装され、他方の領域（左半分の領域）には巻線Ｂが集中巻きで巻装される。

本実施例２によれば、固定子鉄心および巻線の構成を複雑にすることなく、二系統の巻線を備えるモータを構成することができる。このため、二系統の巻線を備えるモータを小型化できる。また、二系統の巻線の生産性が向上する。

図１０は、図９に示す固定子の断面の一部を示す部分断面図である。

図１０に示すように、巻線Ａと巻線Ｂは、固定子鉄心における前述の二つの領域の境界面で分離されている。したがって、境界面において巻線Ａ，Ｂ間に絶縁体を設けることにより、巻線Ａ，Ｂ間を固定子鉄心の周方向において二か所絶縁すれば、巻線間の短絡を防止することができる。

本実施例２におけるモータでは、巻線Ａ，Ｂ間の磁束干渉が、上記境界面で起きる。したがって、磁束干渉が起きる領域が、固定子鉄心の周方向における二か所の巻線Ａ，Ｂ間に制限される。このため、巻線間の磁束干渉量を低減することができる。したがって、干渉量演算部５２４の出力は小さくなるため、実施例１について前述したように、事前に求めた比例特性を用いるなど、磁束干渉量の演算手段を簡略化できる。

図１１は、本発明の実施例３であるモータ駆動システムにおけるモータの構成を示す断面図である。なお、本図１０は、モータの回転軸に垂直な方向における固定子および回転子の断面を示す。本実施例３において、モータ以外の構成は、前述の実施例１と同様である。

図１１に示すように、本実施例３においては、巻線Ａおよび巻線Ｂの各々は、回転子鉄心の周方向に沿って、全周にわたって分布巻きで固定子鉄心に巻装される。固定子鉄心において巻線Ａおよび巻線Ｂが巻装される領域は、固定子鉄心の径方向に沿って二つの領域に分かれている。すなわち、巻線Ａ，Ｂ間の境界面は、固定子鉄心の周方向の全周にわたり、かつ回転子の回転軸方向に延びている。なお、図１１においては、この境界面に対して、巻線Ａおよび巻線Ｂが巻装される領域は、それぞれ、固定子の径方向で内周側および外周側に位置している。巻線Ａ，Ｂは、このような広い境界面で隣接するため、巻線間の磁束干渉量が増大する。

図１２は、図１１に示す固定子の断面の一部を示す部分断面図である。

図１２に示すように、本実施例３においては、分布巻きにより、内周側の巻線Ａと外周側の巻線Ｂの同一相（図１２はＵ相）が、一部同じ固定子スロット内に位置し、一部オーバーラップして重なり合っている。このため、モータのトルクリプルを低減することができる。また、巻線系統間の磁束干渉が大きくなるので、干渉量演算部５２４の出力が電流値によって大きく変化する。

本実施例３によれば、複数系統の巻線を有し、磁束干渉量が大きなモータを、並列接続される複数のインバータによって、横流を抑制しながら、低いトルクリプルで駆動できる。

次に、本発明の実施例４であるモータ駆動システムについて説明する。なお、本実施例４において、モータは図１１，１２に示した断面構造を有し、モータ以外の構成は実施例１と同様である。

図１１，１２に示すような円環状に巻装される巻線は、内周側と外周側で周長が異なるため、内周側の巻線Ａの電気定数（抵抗、インダクタンス、誘起電圧定数など）が外周の巻線Ｂよりも小さな値となる。いわば、巻線Ａおよび巻線Ｂは、電気的に非対称な構成を有する。本実施例４では、このような非対称な構成に応じて、電気定数が小さい内周側の巻線Ａの電流を優先して制御して横流れを抑制する。より、具体的には、巻線Ｂの電流は一定に固定して、巻線Ａの電流を横流が零になるように制御する。これにより、応答の収束性を向上できる。

本実施例４によれば、電気的に非対称な複数系統の巻線を有し、磁束干渉量が大きなモータを、並列接続される複数のインバータによって、高応答に横流を抑制しながら、低いトルクリプルで駆動できる。

図１３は、本発明の実施例５である電動パワーステアリング装置の全体構成図である。

図１３に示すように、本実施例５の電動パワーステアリング装置は、モータ１０２と、モータ１０２を制御する制御装置１０１を備えるモータシステム制御装置１００によって駆動される。このモータシステム制御装置１００は、上述の実施例１～４のモータ駆動システムのいずれかから構成される。

モータ１０２は、ステアリングアシスト機構２０３に機械的に接続されている。ステアリングアシスト機構２０３は、ステアリングホイール２０１からのハンドル操作入力（トルク）を、トルクセンサ２０２を介して、モータシステム制御装置１００におけるモータ１０２の補助力（モータトルク）と合わせて、ステアリング機構２０４へ操舵力を伝達する。ステアリング機構２０４は、タイヤ２０５に機械的に接続されており、操舵力を受けて横方向へ移動し、タイヤ２０５の向きを変更する。このように、ステアリング機構２０４は、ステアリングホイール２０１の操作に応じてタイヤ２０５を転舵することにより、車両の操舵を行う。モータシステム制御装置１００による補助力（モータトルク）は、トルクセンサ２０２によって検出されるハンドル操作入力（トルク）に応じて、モータ１０２から出力される。

トルクセンサ２０２によってステアリングホイール２０１からのハンドル操作入力が零であることが検知されると、補正量演算部５２３（図８）は、補正量を演算して、補正反映部５２５（図８）への出力を更新する。すなわち、インバータ補正部Ａ，Ｂ（図８）を備える制御部２（図１）は、ハンドル操作が実質なされていない場合に、インバータ間における横流を零に近づけるように、各インバータを制御する。

これにより、横流が抑制されて、微小電流条件での並列接続されたインバータ間の制御特性を向上できる。したがって、ハンドル操作量の小さい条件でのモータ制御特性を改善できるので、運転者は、違和感なく、ハンドル操作を行うことができる。

次に、本発明の実施例６である電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施例６の全体構成は、前述の実施例５（図１３）と同様である。

本実施例６においては、ハンドルからの操舵トルクと舵角速度が所定値以下の場合、例えば、車両が直進に維持されていると判定される場合で、かつ、車速が、ステアリング機構２０４の機械時定数の１０倍以上の時間、車両停止に遷移しない所定速度を超える場合に、補正量演算部５２３（図８）は、補正量を演算して、補正反映部５２５（図８）への出力を更新する。

これにより、車両の運転状態、例えば温度特性を反映したインバータ制御特性が向上できる。したがって、ハンドル操作量の小さい条件でのモータ制御特性を改善できるので、運転者は、違和感なく、ハンドル操作を行うことができる。

また、インバータ補正部Ａ，Ｂ（図８）を備える制御部２（図１）が、車両が直進している場合など、横流電流を零に近づけるように、各インバータを制御する。したがって、ハンドル操作量の小さい条件でのモータ制御特性を改善できるので、運転者は、違和感なく、ハンドル操作を行うことができる。

図１４は、本発明の実施例７である電動パワーステアリング装置の全体構成図である。

なお、本実施例７の電動パワーステアリング装置は、ハンドル操作入力が、転舵機構に機械的に伝達されず、電気的通信を介して伝達される、いわゆるステア・バイ・ワイヤシステム（steer-by-wire system）によって構成される。

図１４に示すように、本実施例７の電動パワーステアリング装置は、モータ１０２と、モータ１０２を制御する制御装置１０１とからなるモータ駆動システムによって駆動される。このモータ駆動システムとして、上述の実施例１～４のモータ駆動システムのいずれかが適用される。

モータ１０２は、ギヤ機構２０８を介して、ステアリング機構２０４に機械的に接続される。本実施例７では、方向指示入力デバイス２０６（ステアリングホイール（図１３）に相当）からのハンドル操作入力とモータ１０２の操舵力との内、モータ１０２の操舵力のみによってステアリング機構２０４を作動させて、タイヤ２０５が転舵されて、車両が操舵される。ハンドル操作入力すなわち方向指示入力デバイス２０６による操舵力の情報は、反力機構２０７を介して、電気的通信により制御装置１０１へ伝達される。ここで、反力機構２０７は方向指示入力デバイス２０６と双方向に回転数やトルクを伝達する機構であってもよいし、方向指示入力デバイス２０６からの片方向に操舵力を数値で伝達する機構であってもよい。

ステア・バイ・ワイヤ・システム１０３は、モータ１０２からの操舵力のみで動作しながらも、モータ１０２が並列接続される複数のインバータによって駆動されるので、高信頼に動作する。例えば、一部のインバータに異常（例えば、半導体スイッチング素子の故障など）が生じる場合、異常が生じていない他のインバータによりモータ１０２駆動する。すなわち、並列接続される一方のインバータが異常である場合には、他方のインバータによってモータを駆動制御する。これにより、モータ１０２の運転を継続し、車両の操舵を継続することができる。

本実施例７によれば、前述の実施例６と同様の効果が得られるとともに、ステア・バイ・ワイヤシステムによって構成される電動パワーステアリング装置の信頼性が向上する。

次に、本発明の実施例８である電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施例８の全体構成は、前述の実施例７（図１４）と同様である。

本実施例８において、補正量演算部５２３（図８）は、小電流から大電流に対して補正量出力を演算し、事前に学習した結果を補正量マップとして保持する。すなわち、インバータ補正部Ａ，Ｂ（図８）を備える制御部２（図１）は、車両の緊急回避に使用される小電流の低トルク域から大電流の大トルク域までの制御指令の補正量のマップデータを保持し、このマップデータに基づいて、横流電流を零に近づけるように、各インバータを制御する。

本実施例８によれば、車両の緊急回避に使用される小電流の低トルク域から大電流の大トルク域までの特性を、補正量マップから即時反映させることで、ステア・バイ・ワイヤ・システム１０３が要求する高応答、かつ、高精度なトルク応答を実現でき、安全な緊急回避行動を実現できる。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

１ モータ、２ 制御部、３ インバータ、４ 相出力部、
１００ モータシステム制御装置、１０１ 制御装置、１０２ モータ、
１０３ ステア・バイ・ワイヤ・システム、２０１ ステアリングホイール、
２０２ トルクセンサ、２０３ ステアリングアシスト機構、
２０４ ステアリング機構、２０５ タイヤ、２０６ 方向指示入力デバイス、
２０７ 反力機構、２０８ ギヤ機構、３０１ シャント抵抗、４０１ リレー、
４０２ リアクトル、４０３ 電流検出器、５０１ トルク／電流換算部、
５０２ 検出電流演算部、５０３ 電流制御部、５０４ 電圧指令演算部、
５０５ 位相速度演算部、５０６ ｄｑ／三相変換部、５０７ ＰＷＭ変調部、
５１０，５１０Ａ１，５１０Ａ２，５１０Ｂ１，５１０Ｂ２ モータ制御部、
５２０ インバータＡ補正部、５２１ 横流演算部、５２２ 抑制制御部、
５２３ 補正量演算部、５２４ 干渉量演算部、５２５ 補正反映部、
５３０ インバータＢ補正部

Claims (13)

1. モータを複数のインバータによって駆動制御するモータ制御装置において、
   前記モータは、互いに独立する第１巻線および第２巻線を有し、
   前記複数のインバータは、前記第１巻線に並列に接続される第１インバータおよび第２インバータと、前記第２巻線に並列に接続される第３インバータおよび第４インバータと、を含み、
   前記第１インバータと前記第２インバータとの間に流れる横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御する制御部を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第１巻線と前記第２巻線との間における磁束干渉に基づいて、前記横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第２巻線に流れる電流に基づいて、前記横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第２巻線に流れる電流量に応じた比例演算に基づいて、前記横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第１巻線に流れる電流と前記第２巻線に流れる電流とに基づいて、前記横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記第１巻線および前記第２巻線は、前記モータ内における周方向に沿った第１領域および第２領域に分かれて配置されることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記第１巻線は、前記モータにおける内周側に配置され、前記第２巻線は、前記モータにおける外周側に配置されることを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記第１巻線および前記第２巻線の同一相の一部が互いに重なり合っていることを特徴とすることを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記第２巻線の電流は変更せずに、前記第１巻線の電流を、前記横流電流を零に近づけるように制御することを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記第１インバータおよび前記第２インバータに対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正することにより、前記横流電流を零に近づけるように、前記第１インバータおよび前記第２インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記第１巻線と、前記第１インバータとの間に接続される第１リレーと、
    前記第１巻線と、前記第２インバータとの間に接続される第２リレーと、
    を有し、
    前記第１インバータが異常である場合には、前記第１リレーを開放して、前記第２インバータによって前記モータの駆動制御を継続することを特徴とするモータ制御装置。
12. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、
    前記ステアリングホイールのトルクに応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、
    前記ステアリングホイールの前記トルクおよび前記モータトルクを前記ステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、
    を備える電動パワーステアリング装置において、
    前記モータ制御装置は、請求項１に記載されるモータ制御装置であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
13. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールの操作に応じてタイヤを転舵するステアリング機構と、
    前記ステアリングホイールの操作入力を、電気的通信によって取得し、前記操作入力に応じてモータトルクを発生するモータ制御装置と、
    前記モータトルクを前記ステアリング機構に伝達するステアリングアシスト機構と、
    を備える電動パワーステアリング装置において、
    前記モータ制御装置は、請求項１に記載されるモータ制御装置であることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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