JP7221945B2 - 整合回路及びアンテナ装置 - Google Patents
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Description
本発明は、例えば車載用のアンテナ装置のように共振波長に対して低背のアンテナに付加される整合回路及びその整合回路を備えた車載用のアンテナ装置に関する。
車載用のアンテナ装置では、アンテナと後段の増幅回路との間に、インピーダンスの整合回路を付加するのが一般的である。例えば、特許文献１に開示されたアンテナ装置では、アンテナ１の給電部にインダクタ（コイル）２３とキャパシタ（コンデンサ）２４とを直列接続（シリーズ接続）するとともに、後段回路（例えばＰＩＮダイオード）の直前に、それぞれ両端のうち一端がグランド接続（シャント接続）されたインダクタ２１とキャパシタ２２の一端を挿入接続した整合回路（図１）が付加されている。特許文献２には、シリーズ接続されたインダクタＬとシャント接続されたキャパシタＣとを接続した整合回路（図５）が開示されている。さらに、特許文献３には、アンテナ側のフィルタ３と増幅器７６との間に、シャント接続されたキャパシタ７２とシリーズ接続されたインダクタ７４とを有する整合回路７０（図１）が開示されている。整合回路７０は、増幅器７６（ｆ点）からの反射を問題にするため、フィルタ３の直前は、シャント接続されたキャパシタ７２が設けられる。
上記の各整合回路は、いずれも特定周波数の信号を通過させ、それ以外の周波数の信号を遮断するものである。また、共振点（共振周波数）でＶＳＷＲが最小、利得が最大になるようにキャパシタＣ及びインダクタＬなどの回路定数が決定される。
特許文献１，２，３に開示された整合回路では、共振点では良好な利得が得られるが、共振点から周波数が離れるにつれて利得が急激に低下する。これは、アンテナの高さ又は長さが共振波長に比べて短いことのほかに、整合回路の後段に接続される直前にシャント接続される回路部品が存在することが原因の一つになっていると考えられる。また、特許文献２に開示された二周波整合回路３（図１）は、アンテナ１の給電部にシリーズ接続されるインダクタＬとシャント接続されるキャパシタＣとの組を二組縦続することにより二周波（ｆ１，ｆ２）間のＳＷＲの変動差を１．５以下にしている。
しかし、このような整合回路では、互いに接続された回路同士の定数調整が困難となるばかりでなく、低周波数ｆ１未満の周波数と高周波数ｆ２を越える周波数ではＳＷＲが急激に上がる。
そのため、例えばＦＭ波帯のように日本の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）と日本以外の国の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）とが異なる場合は、同じアンテナであっても異なる整合回路を別途用意しなければならなくなる。
しかし、このような整合回路では、互いに接続された回路同士の定数調整が困難となるばかりでなく、低周波数ｆ１未満の周波数と高周波数ｆ２を越える周波数ではＳＷＲが急激に上がる。
そのため、例えばＦＭ波帯のように日本の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）と日本以外の国の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）とが異なる場合は、同じアンテナであっても異なる整合回路を別途用意しなければならなくなる。
本発明は、所望の周波数帯域のうち共振点から低い方に離れた低域から高い方に離れた高域にわたる利得の最大値と最小値の差を小さくすることができるアンテナ装置を提供することを主たる目的とする。
上記の目的を達成する本発明のアンテナ装置は、車両に取付可能なアンテナ装置であって、共振型のアンテナと、前記アンテナに付加される整合回路とを備えており、前記整合回路は、前記アンテナの給電部に接続される第１整合回路と、この第１整合回路の後段に接続される第２整合回路とを含み、前記第１整合回路は前記アンテナの共振点よりも高域又は低域に離れた周波数帯のインピーダンスを当該回路の接続前よりも低減させ、前記第２整合回路は、前記アンテナの共振点付近のインピーダンスを当該回路の接続前よりも高くすることを特徴とする。
本発明によれば、受信可能な全周波数帯域でみたときの利得の最大値と最小値の差を小さくすることができる。
以下、本発明を車載用のアンテナ装置に適用した場合の実施の形態例を説明する。
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係るアンテナ装置の機能ブロック図である。このアンテナ装置１は、アンテナ１０、車両側の電子機器と接続するための出力インタフェース２０及び整合回路３０を備えて構成される。出力インタフェース２０は、アンテナ１０と導通する整合回路３０と車両側の電子機器とを接続するためのインタフェースであり、増幅回路などの電子回路を実装した回路基板（グランド端子付）、車両側に引き回しするケーブルの配線機構、車両に取り付けるための取付機構を含んで構成される。ただし、電子回路を省略した簡易なものであっても良い。
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係るアンテナ装置の機能ブロック図である。このアンテナ装置１は、アンテナ１０、車両側の電子機器と接続するための出力インタフェース２０及び整合回路３０を備えて構成される。出力インタフェース２０は、アンテナ１０と導通する整合回路３０と車両側の電子機器とを接続するためのインタフェースであり、増幅回路などの電子回路を実装した回路基板（グランド端子付）、車両側に引き回しするケーブルの配線機構、車両に取り付けるための取付機構を含んで構成される。ただし、電子回路を省略した簡易なものであっても良い。
整合回路３０は、第１端子３０１と第２端子３０２とを有する。第１端子３０１は、アンテナ１０の給電部（例えばアンテナ１０を構成するエレメントの基端）に接続される。第２端子３０２は、出力インタフェース２０の入力段に接続される。
第１端子３０１には、両端のうち一端が接地電位のグランド面に接続（シャント接続）される第１整合回路３１の他端と、両端のうち一端が非接地型で第２端子３０２に直列接続（シリーズ接続）される第２整合回路の他端とが接続される。
第１端子３０１には、両端のうち一端が接地電位のグランド面に接続（シャント接続）される第１整合回路３１の他端と、両端のうち一端が非接地型で第２端子３０２に直列接続（シリーズ接続）される第２整合回路の他端とが接続される。
アンテナ１０は、線状（ジグザグ状、放射状、コイル状を含む）、面状（板状、棒状を含む）、ミアンダ状、フラクタル状、あるいはこれらを組み合わせることにより、従前よりも広範となる所定のＦＭ波帯の周波数帯域の信号を受信する。所定の周波数帯域は、日本のＦＭ放送の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）と日本以外の国のＦＭ放送の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）とを包含する７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの周波数帯域である。アンテナ１０は、ダイポール型であっても良く、モノポール型であっても良い。第１実施形態では、説明の便宜上、モノポール型の例を示す。
車載用のアンテナ装置の場合、アンテナ１０を含むアンテナ部品を、規則で定められた高さ以下の低背のアンテナケースに収容する場合が多い。アンテナケースを有するアンテナ装置１の外観例を図２Ａ及び図２Ｂに模式的に示す。図２Ａはポールアンテナの例であり、アンテナケース１０１の頂上付近に、樹脂でモールドされたポールアンテナ１０２を離脱自在あるいは傾斜自在に装着して構成される。ポールアンテナ１０２は、例えばヘリカルアンテナである。アンテナケース１０１の内部には、整合回路３０のほか、出力インタフェース２０のうち車両への取付機構１０３を除くアンテナ部品が収容される。取付機構１０３は、アンテナケース１０１の底面から突出する。アンテナ装置１が車両に取り付けられたときの車両の取付面（グランド面）からの高さは約２００ｍｍであり、ＦＭ波帯でのリアクタンスがゼロとなる周波数のインピーダンスは２０～５０Ω、キャパシタンスは２～５ｐＦ、インダクタンスは１０００ｎＨ未満である。
図２Ｂは封入型アンテナの例であり、例えばシャークフィン状のアンテナケース１１１の内部に、線状、面状又はミアンダ状のシャークフィンエレメントとコイルエレメントとを組み合わせたアンテナ１１２と、整合回路３０、出力インタフェース２０のうち車両への取付機構１１３を除くアンテナ部品が収容される。このような構造のアンテナ１１２をポールアンテナ１０２と区別するため、「ＳＦアンテナ」と称する。取付機構１１３は、アンテナケース１１１の底面から突出する。アンテナ装置１が車両に取り付けられたときの車両の取付面（グランド面）からアンテナケース１１１の上端までの高さは約７０ｍｍである。
そのため、アンテナケース１１１に収容されるＳＦアンテナ１１２の頂上付近までの高さは、ポールアンテナ１０２の先端よりも格段に低い。ＦＭ波帯でのリアクタンスがゼロとなる周波数のインピーダンスは１０Ω以下、キャパシタンスは２～５ｐＦ、インダクタンスは１０００ｎＨ未満である。
そのため、アンテナケース１１１に収容されるＳＦアンテナ１１２の頂上付近までの高さは、ポールアンテナ１０２の先端よりも格段に低い。ＦＭ波帯でのリアクタンスがゼロとなる周波数のインピーダンスは１０Ω以下、キャパシタンスは２～５ｐＦ、インダクタンスは１０００ｎＨ未満である。
第１整合回路３１及び第２整合回路３２は、それぞれ最も簡易な例では、単独のリアクタンス素子、すなわちインダクタ、あるいは、キャパシタで構成することができる。図３は、第１整合回路３１をシャント接続された第１リアクタンス素子３１１、第２整合回路３２をシリーズ接続された第２リアクタンス素子３２１で構成した場合の例を示す。本実施形態では、第１リアクタンス素子３１１と第２リアクタンス素子３２１は、互いに極性が異なるリアクタンス素子とする。すなわち、図３下段にＣＬ型、ＬＣ型として示すように、一方のリアクタンス素子がインダクタＬの場合、他方のリアクタンス素子はキャパシタＣとなる。
ＬＣ型のように第２リアクタンス素子３２１がキャパシタＣの場合、出力インタフェース２０からの直流電流が整合回路３０に流入しないようにカットする役割も果たす。これにより、アンテナ装置１が備える部品の増加を抑制することができる。
ＬＣ型のように第２リアクタンス素子３２１がキャパシタＣの場合、出力インタフェース２０からの直流電流が整合回路３０に流入しないようにカットする役割も果たす。これにより、アンテナ装置１が備える部品の増加を抑制することができる。
以後の説明において、便宜上、シャント接続されるキャパシタＣを「シャントＣ」、シャント接続されるインダクタＬを「シャントＬ」、シリーズ接続されるインダクタＬを「シリーズＬ」、シリーズ接続されるキャパシタＣを「シリーズＣ」と呼ぶ場合がある。
＜整合回路の動作＞
次に、第１実施形態における整合回路３０の動作の概要を説明する。整合回路３０が付加されるアンテナ１０は、図２Ａに例示されるポールアンテナ１０２である。ポールアンテナ１０２のみのインピーダンスの状態（ただし、正規化された状態）を図４上段にスミスチャートで示す。
周知の通り、スミスチャートはインピーダンス（Ｒ＋（－）ｊＸ）の抵抗成分Ｒの大きさを横軸で表し、リアクタンス成分Ｘの大きさを横軸右端から放射状に延びる曲線で表した線図である。横軸中心から上側が＋ｊ（誘導性）、下側が－ｊ（容量性）を表す。横軸の左側は抵抗成分Ｒが０、中央部分が１、右端は抵抗成分Ｒとリアクタンス成分Ｘがいずれも無限大となる。
横軸右端から延びる弧は、リアクタンス成分Ｘの大きさを表す真円（等リアクタンス円）の一部であり、径が小さいほどポールアンテナ１０２が高インピーダンスを表すものとなる。また、横軸を通過する円は等抵抗円であり、リアクタンス円と直交する。キャパシタＣ及びインダクタＬがシャント接続の場合は、等コンダクタンス円（インピーダンスの逆数の実数部の大きさが等しくなる円）上を移動する。また、シリーズＬの場合、周波数変化に伴うインピーダンスの軌跡は等抵抗円に沿って時計回りになり、シリーズＣの場合は反時計回りになる。
ここでは、ポールアンテナ１０２が９２ＭＨｚで共振し、抵抗成分Ｒが上述の通り２０～５０Ωに設計されているものとする。
次に、第１実施形態における整合回路３０の動作の概要を説明する。整合回路３０が付加されるアンテナ１０は、図２Ａに例示されるポールアンテナ１０２である。ポールアンテナ１０２のみのインピーダンスの状態（ただし、正規化された状態）を図４上段にスミスチャートで示す。
周知の通り、スミスチャートはインピーダンス（Ｒ＋（－）ｊＸ）の抵抗成分Ｒの大きさを横軸で表し、リアクタンス成分Ｘの大きさを横軸右端から放射状に延びる曲線で表した線図である。横軸中心から上側が＋ｊ（誘導性）、下側が－ｊ（容量性）を表す。横軸の左側は抵抗成分Ｒが０、中央部分が１、右端は抵抗成分Ｒとリアクタンス成分Ｘがいずれも無限大となる。
横軸右端から延びる弧は、リアクタンス成分Ｘの大きさを表す真円（等リアクタンス円）の一部であり、径が小さいほどポールアンテナ１０２が高インピーダンスを表すものとなる。また、横軸を通過する円は等抵抗円であり、リアクタンス円と直交する。キャパシタＣ及びインダクタＬがシャント接続の場合は、等コンダクタンス円（インピーダンスの逆数の実数部の大きさが等しくなる円）上を移動する。また、シリーズＬの場合、周波数変化に伴うインピーダンスの軌跡は等抵抗円に沿って時計回りになり、シリーズＣの場合は反時計回りになる。
ここでは、ポールアンテナ１０２が９２ＭＨｚで共振し、抵抗成分Ｒが上述の通り２０～５０Ωに設計されているものとする。
図４上段のスミスチャートにおいて、４００は、ポールアンテナ１０２のインピーダンスの軌跡である。インピーダンス４００のうち、４０１は共振点（本実施形態における共振周波数である９２ＭＨｚ）、４０２は共振点から低い周波数の方向に離れた低域（第１周波数帯：本実施形態における代表値は７６ＭＨｚ）、４０３は共振点から高い周波数の方向に離れた高域（第２周波数帯：本実施形態における代表値は１０８ＭＨｚ）のときのインピーダンスである。
以下の説明では、９２ＭＨｚ及びその付近のインピーダンス４０１を「共振点インピーダンス」、７６ＭＨｚを含む低域のインピーダンス４０２を「低域インピーダンス」、１０８ＭＨｚを含む高域のインピーダンス４０３を「高域インピーダンス」と呼ぶ場合がある。スミスチャートに示される通り、ポールアンテナ１０２は、そのインピーダンスが全周波数帯域のうち低域で容量性、高域で誘導性を呈するものとなる。
以下の説明では、９２ＭＨｚ及びその付近のインピーダンス４０１を「共振点インピーダンス」、７６ＭＨｚを含む低域のインピーダンス４０２を「低域インピーダンス」、１０８ＭＨｚを含む高域のインピーダンス４０３を「高域インピーダンス」と呼ぶ場合がある。スミスチャートに示される通り、ポールアンテナ１０２は、そのインピーダンスが全周波数帯域のうち低域で容量性、高域で誘導性を呈するものとなる。
図４中段は、整合回路３０が付加される前のポールアンテナ１０２のＶＳＷＲ－周波数（Frequency：以下同じ）特性図、図４下段はポールアンテナ１０２の利得（Gain：以下同じ）―周波数特性図である。それぞれ横軸は周波数（ＭＨｚ）である。ＶＳＷＲ－周波数特性、利得―周波数特性を総称する場合、あるいは、それにインピーダンス状態を含める場合、「動作特性」と表記する。
図４に示される動作特性によると、７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域において、ＶＳＷＲの最大値は７６．５８、最小値は２．２０であり、最大値と最小値との差（偏差、以下同じ）は７４．３８である。また、利得の最大値は－０．６６ｄＢ、最小値は－１２．９ｄＢであり、偏差は１２．２８ｄＢである。このようにＶＳＷＲ及び利得の偏差が大きいのは、車載用のアンテナ装置１は、共振型のアンテナ（例えばポールアンテナ１０２）を用いており、限られた領域でアンテナを構成するため、キャパシタンスよりもインダクタンスが大きくなるためである。また、ＦＭ波帯のうち主に使用される周波数の共振波長に比べてアンテナ１０のグランド面からの高さが極端に低く、放射抵抗も十分でないためと考えられる。
特許文献１，２，３に開示されている従来の整合回路は、上記のサイズ上の制約の下で共振点の前後約１０ＭＨｚのＶＳＷＲと利得を実用レベルに改善して広帯域化を図るものであり、７６ＭＨｚのような低域又は１０８ＭＨｚのような高域までを含めた全周波数帯域におけるＶＳＷＲと利得の偏差を小さくするという視点がない。これについては、比較例１～５を用いて後述する。
図４に示される動作特性によると、７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域において、ＶＳＷＲの最大値は７６．５８、最小値は２．２０であり、最大値と最小値との差（偏差、以下同じ）は７４．３８である。また、利得の最大値は－０．６６ｄＢ、最小値は－１２．９ｄＢであり、偏差は１２．２８ｄＢである。このようにＶＳＷＲ及び利得の偏差が大きいのは、車載用のアンテナ装置１は、共振型のアンテナ（例えばポールアンテナ１０２）を用いており、限られた領域でアンテナを構成するため、キャパシタンスよりもインダクタンスが大きくなるためである。また、ＦＭ波帯のうち主に使用される周波数の共振波長に比べてアンテナ１０のグランド面からの高さが極端に低く、放射抵抗も十分でないためと考えられる。
特許文献１，２，３に開示されている従来の整合回路は、上記のサイズ上の制約の下で共振点の前後約１０ＭＨｚのＶＳＷＲと利得を実用レベルに改善して広帯域化を図るものであり、７６ＭＨｚのような低域又は１０８ＭＨｚのような高域までを含めた全周波数帯域におけるＶＳＷＲと利得の偏差を小さくするという視点がない。これについては、比較例１～５を用いて後述する。
本実施形態のアンテナ装置１では、整合回路３０が、図１及び図３に示されるように、第１整合回路３１（第１リアクタンス素子３１１）がシャント接続され、第２整合回路３２（第２リアクタンス素子３２１）がシリーズ接続される。そして、第１整合回路３１でポールアンテナ１０２の共振点付近から高い方向に離れた高域又は低い方向に離れた低域におけるインピーダンスを当該第１整合回路３１の接続前よりも低減させる。
また、第２整合回路３２で高域及び低域のインピーダンスが低い状態を保ちつつ、共振点付近のインピーダンスを当該第２整合回路３２の接続前よりも高くする。これにより、低域から高域までの全周波数帯域におけるＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差を小さくすることができる。
また、第２整合回路３２で高域及び低域のインピーダンスが低い状態を保ちつつ、共振点付近のインピーダンスを当該第２整合回路３２の接続前よりも高くする。これにより、低域から高域までの全周波数帯域におけるＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差を小さくすることができる。
第１整合回路３１をシャントＣとする場合において、シャントＣのみを接続し、キャパシタンスの大きさを変えたときの第１端子３０１のインピーダンスの状態を図５のスミスチャートで表す。図５（１）はポールアンテナ１０２のみのインピーダンスの状態であり、図４上段と同じである。シャントＣでは高域インピーダンス４０３をスミスチャートの第四象限（横軸の中心（１，０）を通過する等抵抗円の下半分の領域）５００に移動させる。これにより、第２整合回路３２が接続された際に、高域及び低域のインピーダンスを下げ、共振点付近のインピーダンスを上げることが可能となる。
図５（２）はキャパシタンスが５ｐＦの場合のポールアンテナ１０２のインピーダンスの軌跡を表す。同様に図５（３）は１０ｐＦ、図５（４）は２０ｐＦ、図５（５）は３５ｐＦの場合のポールアンテナ１０２のインピーダンスの軌跡である。図示の通り、高域インピーダンス４０３は、キャパシタンスが大きくなるにつれてスミスチャートの第四象限５００に向かって移動する。実際にはインダクタンスの影響を受ける場合もあるが、いずれにしてもスミスチャートの第四象限５００を逸脱する大きさのキャパシタンスでは、第２整合回路３２を接続してもＶＳＷＲは小さくならない。
図５（２）はキャパシタンスが５ｐＦの場合のポールアンテナ１０２のインピーダンスの軌跡を表す。同様に図５（３）は１０ｐＦ、図５（４）は２０ｐＦ、図５（５）は３５ｐＦの場合のポールアンテナ１０２のインピーダンスの軌跡である。図示の通り、高域インピーダンス４０３は、キャパシタンスが大きくなるにつれてスミスチャートの第四象限５００に向かって移動する。実際にはインダクタンスの影響を受ける場合もあるが、いずれにしてもスミスチャートの第四象限５００を逸脱する大きさのキャパシタンスでは、第２整合回路３２を接続してもＶＳＷＲは小さくならない。
第１整合回路３１をシャントＬとする場合において、シャントＬのインダクタンスを変えたときのポールアンテナ１０２のインピーダンスの状態を図６のスミスチャートで表す。
図６（１）はポールアンテナ１０２のみのインピーダンスの状態であり、図４上段と同じである。シャントＬでは低域インピーダンス４０２を図６（１）のスミスチャートの第一象限６００（横軸の中心（１，０）を通過する等抵抗円の上半分の領域）に移動させる。これにより、第２整合回路３２が接続された際に、高域及び低域のインピーダンスを下げ、共振点付近のインピーダンスを上げることが可能となる。図６（２）はインダクタンスが４００ｎＨの場合のインピーダンスの軌跡である。同様に図６（３）は３５０ｎＨ、図６（４）は１５０ｎＨ、図６（５）は９０ｎＨの場合のインピーダンスの軌跡である。
図示の通り、低域インピーダンス４０２は、インダクタンスが小さくなるにつれてスミスチャートの第一象限６００に向かって移動する。実際にはキャパシタンスの影響を受ける場合があるが、いずれにしてもスミスチャートの第一象限６００を逸脱する大きさのインピーダンスでは、第２整合回路３２を接続してもＶＳＷＲは小さくならない。
図６（１）はポールアンテナ１０２のみのインピーダンスの状態であり、図４上段と同じである。シャントＬでは低域インピーダンス４０２を図６（１）のスミスチャートの第一象限６００（横軸の中心（１，０）を通過する等抵抗円の上半分の領域）に移動させる。これにより、第２整合回路３２が接続された際に、高域及び低域のインピーダンスを下げ、共振点付近のインピーダンスを上げることが可能となる。図６（２）はインダクタンスが４００ｎＨの場合のインピーダンスの軌跡である。同様に図６（３）は３５０ｎＨ、図６（４）は１５０ｎＨ、図６（５）は９０ｎＨの場合のインピーダンスの軌跡である。
図示の通り、低域インピーダンス４０２は、インダクタンスが小さくなるにつれてスミスチャートの第一象限６００に向かって移動する。実際にはキャパシタンスの影響を受ける場合があるが、いずれにしてもスミスチャートの第一象限６００を逸脱する大きさのインピーダンスでは、第２整合回路３２を接続してもＶＳＷＲは小さくならない。
以下、整合回路３０におけるキャパシタＣ及びインダクタＬの接続態様に応じたポールアンテナ１０２のインピーダンスの状態及び動作特性について具体的に説明する。
（１－１）シャントＣ＋シリーズＬ
図７は、整合回路３０をシャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性例を示す図である。図７上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に向かって移動する（破線矢印）。つまり、図５（１）に示されるスミスチャートの第四象限５００に向かって移動する。また、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が、図７上段（２）に示すように高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
（１－１）シャントＣ＋シリーズＬ
図７は、整合回路３０をシャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性例を示す図である。図７上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に向かって移動する（破線矢印）。つまり、図５（１）に示されるスミスチャートの第四象限５００に向かって移動する。また、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が、図７上段（２）に示すように高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図７中段、利得－周波数特性図を図７下段に示す。第１実施形態において着目する７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１８．３、最小値は９．９であり、偏差は８．４となる。また、利得の最大値は－４．９ｄＢ、最小値は－７．２ｄＢであり、偏差は２．４ｄＢとなる。
ポールアンテナ１０２のみの場合（図４の各特性図参照）と比べて、ＶＳＷＲの偏差は７４．３８から８．４まで小さくなり、利得の偏差も１２．２８ｄＢから２．４ｄＢまで小さくなっている。
低くなった利得は、図示しない増幅回路などで補償が容易である。そのため、一つのポールアンテナ１０２で、日本のＦＭ放送の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）のみならず、日本以外の国のＦＭ放送の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）でも受信が可能となり、量産に適したアンテナ装置１を実現することができる。
ポールアンテナ１０２のみの場合（図４の各特性図参照）と比べて、ＶＳＷＲの偏差は７４．３８から８．４まで小さくなり、利得の偏差も１２．２８ｄＢから２．４ｄＢまで小さくなっている。
低くなった利得は、図示しない増幅回路などで補償が容易である。そのため、一つのポールアンテナ１０２で、日本のＦＭ放送の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）のみならず、日本以外の国のＦＭ放送の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）でも受信が可能となり、量産に適したアンテナ装置１を実現することができる。
（１－２）シャントＬ＋シリーズＣ
図８は、整合回路３０をシャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性例を示す図である。図８上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２は、スミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。つまり、図６（１）に示されるスミスチャートの第一象限６００に向かって移動する。また、図８上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が、スミスチャート上で高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
図８は、整合回路３０をシャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性例を示す図である。図８上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２は、スミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。つまり、図６（１）に示されるスミスチャートの第一象限６００に向かって移動する。また、図８上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が、スミスチャート上で高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図８中段、利得－周波数特性図を図８下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１６．８、最小値は８．３であり、偏差は８．６となる。また、利得の最大値は－４．２ｄＢ、最小値は－６．８ｄＢであり、偏差は２．６ｄＢとなる。ポールアンテナ１０２のみの場合（図４の各特性図参照）と比べて、ＶＳＷＲの偏差は７４．３８から８．６に小さくなり、利得の偏差は１２．２８ｄＢから２．６ｄＢに小さくなっている。低くなった利得は、図示しない増幅回路などで補償が容易である。
そのため、一つのポールアンテナ１０２で、日本のＦＭ放送の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）のみならず、日本以外の国のＦＭ放送の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）でも受信が可能となり、量産に適したアンテナ装置１を実現することができる。
そのため、一つのポールアンテナ１０２で、日本のＦＭ放送の使用周波数帯（７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ）のみならず、日本以外の国のＦＭ放送の使用周波数帯（８７．５ＭＨｚ～１０８ＭＨｚ）でも受信が可能となり、量産に適したアンテナ装置１を実現することができる。
＜比較例＞
ここで、整合回路３０との比較のため、インダクタＬ及びキャパシタＣの接続態様が整合回路３０と異なるいくつかの整合回路を比較例として説明する。
図９は、比較例１－比較例５の構成図である。比較例１はシリーズＣ及びシャントＬで構成される。比較例２はシリーズＬ及びシャントＣで構成される。比較例３はシャントＬ及びシリーズＬで構成される。比較例４はシャントＣ及びシリーズＣで構成される。比較例５はシリーズＣ、シリーズＬ、シャントＬ及びシャントＣで構成される。この比較例５は、従来技術例として挙げた特許文献１に開示された整合回路である。それぞれ左側の端子に、図４で説明した動作特性のポールアンテナ１０２が接続され、右側の端子に出力インタフェース３０が接続される。
ここで、整合回路３０との比較のため、インダクタＬ及びキャパシタＣの接続態様が整合回路３０と異なるいくつかの整合回路を比較例として説明する。
図９は、比較例１－比較例５の構成図である。比較例１はシリーズＣ及びシャントＬで構成される。比較例２はシリーズＬ及びシャントＣで構成される。比較例３はシャントＬ及びシリーズＬで構成される。比較例４はシャントＣ及びシリーズＣで構成される。比較例５はシリーズＣ、シリーズＬ、シャントＬ及びシャントＣで構成される。この比較例５は、従来技術例として挙げた特許文献１に開示された整合回路である。それぞれ左側の端子に、図４で説明した動作特性のポールアンテナ１０２が接続され、右側の端子に出力インタフェース３０が接続される。
（１－３）比較例１（シリーズＣ＋シャントＬ）
比較例１の動作特性を図１０を参照して説明する。この整合回路では、図１０上段（１）に示すように、シリーズＣによりスミスチャート上で共振点インピーダンス４０１が反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１０上段（２）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。その際、周波数によってはシャントＬのインダクタＬを介して低インピーダンスとなる。
比較例１の動作特性を図１０を参照して説明する。この整合回路では、図１０上段（１）に示すように、シリーズＣによりスミスチャート上で共振点インピーダンス４０１が反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１０上段（２）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。その際、周波数によってはシャントＬのインダクタＬを介して低インピーダンスとなる。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１０中段、利得－周波数特性図を図１０下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１１４．９、最小値は１．９であり、偏差は１１３．０である。また、利得の最大値は－０．５ｄＢ，最小値は－１４．８ｄＢであり、偏差は１４．３ｄＢである。
このように、比較例１の整合回路は、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
このように、比較例１の整合回路は、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
（１－４）比較例２（シリーズＬ＋シャントＣ）
比較例２の動作特性を図１１を参照して説明する。この整合回路では、図１１上段（１）に示すように、シリーズＬによりスミスチャート上で共振点インピーダンス４０１が時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１１上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性へ移動する（破線矢印）。その際、周波数によってはシャントＣのキャパシタンスを介して低インピーダンスになる。
比較例２の動作特性を図１１を参照して説明する。この整合回路では、図１１上段（１）に示すように、シリーズＬによりスミスチャート上で共振点インピーダンス４０１が時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１１上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性へ移動する（破線矢印）。その際、周波数によってはシャントＣのキャパシタンスを介して低インピーダンスになる。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１１中段、利得－周波数特性図を図１１下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は９１．４、最小値は２．２であり、偏差は８９．２である。利得の最大値は－０．７ｄＢ，最小値は－１３．７ｄＢであり、偏差は１３．０ｄＢである。このように、比較例２の整合回路も、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
（１－５）比較例３（シャントＬ＋シリーズＬ）
比較例３の動作特性を図１２を参照して説明する。この整合回路では、図１２上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。また、図１２上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。つまり、全周波数帯域が高インピーダンスになるだけとなる。
比較例３の動作特性を図１２を参照して説明する。この整合回路では、図１２上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。また、図１２上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。つまり、全周波数帯域が高インピーダンスになるだけとなる。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１２中段に示す。また、利得－周波数特性図を図１２下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１０７．８、最小値は１．３であり、偏差は１０６．５である。利得の最大値は－０．１ｄＢ，最小値は－１４．５ｄＢであり、偏差は１４．４ｄＢである。このように、比較例３では、図３の第１リアクタンス素子がシャント接続され、第２リアクタンス素子がシリーズ接続されていても、各リアクタンス素子の極性が同一である。このため、全周波数帯域で高インピーダンスになるだけとなる。
つまり、比較例３の整合回路もまた、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
つまり、比較例３の整合回路もまた、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
（１－６）比較例４（シャントＣ＋シリーズＣ）
比較例４の動作特性を図１３を参照して説明する。この整合回路では、図１３上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性へ移動する（破線矢印）。また、図１３上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。つまり、全周波数帯域が高インピーダンスになるだけとなる。
比較例４の動作特性を図１３を参照して説明する。この整合回路では、図１３上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性へ移動する（破線矢印）。また、図１３上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。つまり、全周波数帯域が高インピーダンスになるだけとなる。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１３中段に示す。また、利得－周波数特性図を図１４下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は２７５．３、最小値は１．２であり、偏差は２７４．２である。利得の最大値は－０．０ｄＢ，最小値は－１８．４ｄＢであり、偏差は１８．４ｄＢである。
このように、比較例４に係る整合回路では、比較例３に係る整合回路と同様、各リアクタンス素子の極性が同一であるため、全周波数帯域で高インピーダンスになるだけとなる。つまり、比較例４の整合回路もまた、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
このように、比較例４に係る整合回路では、比較例３に係る整合回路と同様、各リアクタンス素子の極性が同一であるため、全周波数帯域で高インピーダンスになるだけとなる。つまり、比較例４の整合回路もまた、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
（１－７）比較例５（シリーズＣ＋シリーズＬ＋シャントＬ＋シャントＣ）
比較例５の動作特性を図１４を参照して説明する。この整合回路では、図１４上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１４上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１４上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。しかし、図１４上段（４）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３（低域インピーダンス４０２も同様）が容量性へ移動する（破線矢印）。そのため、結果は整合回路の付加前と変わらない。
比較例５の動作特性を図１４を参照して説明する。この整合回路では、図１４上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１４上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１４上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性へ移動する（破線矢印）。しかし、図１４上段（４）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３（低域インピーダンス４０２も同様）が容量性へ移動する（破線矢印）。そのため、結果は整合回路の付加前と変わらない。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１４中段に示す。また、利得－周波数特性を図１４下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は８５．０、最小値は２．３であり、偏差は８２．８である。利得の最大値は－０．９ｄＢ，最小値は－１３．５ｄＢであり、偏差は１２．７ｄＢである。つまり、比較例５に係る整合回路（従来技術例）もまた、整合回路３０と異なる思想のものであり、ＶＳＷＲの偏差、利得の偏差がいずれも小さくならない。
このように、比較例１－５に係る整合回路をポールアンテナ１０２に付加した場合、７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域では、ポールアンテナ１０２の利得の偏差が１２．７ｄＢ以上となる。よって、広帯域化には限界がある。そのため、各整合回路の後段に、受信信号を増幅する増幅回路を設ける場合、共振点付近用、低域及び共振点付近用、共振点付近及び高域用のものを独立に設ける必要がある。
これに対して、第１実施形態の整合回路３０では、ＶＳＷＲの偏差が小さくなり、利得の偏差も１０．０ｄＢ以下まで小さくできるので、後段の増幅回路は一つだけで足りるようになる。
これに対して、第１実施形態の整合回路３０では、ＶＳＷＲの偏差が小さくなり、利得の偏差も１０．０ｄＢ以下まで小さくできるので、後段の増幅回路は一つだけで足りるようになる。
［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図１５は、第２実施形態に係るアンテナ装置２の機能ブロック図である。このアンテナ装置２は、整合回路２３０の構成だけが第１実施形態のアンテナ装置１の整合回路３０と異なる。第２実施形態の整合回路２３０は、ポールアンテナ１０２と第１整合回路３１の前段との間に接続される非接地型の第３整合回路３３を含んで構成される。
第３整合回路３３には、単純な回路例としては、図１６に示すように、インダクタＬのみ、キャパシタＣのみ、キャパシタＣとインダクタＬをシリーズ接続したものを用いることができる。アンテナ装置２及び整合回路２３０の他の構成については、第１実施形態のアンテナ装置１及び整合回路３０と同じである。
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図１５は、第２実施形態に係るアンテナ装置２の機能ブロック図である。このアンテナ装置２は、整合回路２３０の構成だけが第１実施形態のアンテナ装置１の整合回路３０と異なる。第２実施形態の整合回路２３０は、ポールアンテナ１０２と第１整合回路３１の前段との間に接続される非接地型の第３整合回路３３を含んで構成される。
第３整合回路３３には、単純な回路例としては、図１６に示すように、インダクタＬのみ、キャパシタＣのみ、キャパシタＣとインダクタＬをシリーズ接続したものを用いることができる。アンテナ装置２及び整合回路２３０の他の構成については、第１実施形態のアンテナ装置１及び整合回路３０と同じである。
以下、整合回路２３０におけるキャパシタＣ及びインダクタＬの接続態様に応じたポールアンテナ１０２の動作特性について具体的に説明する。
（２－１）シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図１７は、整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１７上段（１）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１７上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。さらに図１７（３）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
（２－１）シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図１７は、整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１７上段（１）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１７上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。さらに図１７（３）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１７中段、利得－周波数特性図を図１７下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１６．２、最小値は１０．４であり、偏差は５．８となる。また、利得の最大値は－５．０ｄＢ、最小値は－６．８ｄＢであり、偏差は１．７ｄＢである。そのため、第１実施形態の整合回路３０と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。
（２－２）シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣ
図１８は、整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１８上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が反時計回りでスミスチャート上で移動する（破線矢印）。また、図１８上段（２）に示すように、シャントＬにより、低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図１８上段（３）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
図１８は、整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１８上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が反時計回りでスミスチャート上で移動する（破線矢印）。また、図１８上段（２）に示すように、シャントＬにより、低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図１８上段（３）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１８中段、利得－周波数特性図を図１８下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１８．１、最小値は７．６であり、偏差は１０．４である。また、利得の最大値は－４．０ｄＢ、最小値は－７．０ｄＢであり、偏差は３．０ｄＢである。そのため、第１実施形態の整合回路３０と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。
（２－３）シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図１９は、整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１９上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１９上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図１９上段（３）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。
図１９は、整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図１９上段（１）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。また、図１９上段（２）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図１９上段（３）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図１９中段、利得－周波数特性図を図１９下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１９．６、最小値は９．２、偏差は１０．４である。また、利得の最大値は－４．５ｄＢ、最小値は－７．５ｄＢ、偏差は３．０ｄＢである。そのため、第１実施形態の整合回路３０と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。
（２－４）シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣ
図２０は、整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図２０上段（１）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図２０上段（２）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２０上段（３）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
図２０は、整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路２３０では、図２０上段（１）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。また、図２０上段（２）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２０上段（３）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側に移動する（破線矢印）。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図２０中段、利得－周波数特性図を図２０下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１８．７、最小値は７．８であり、偏差は１０．９である。また、利得の最大値は－４．１ｄＢ、最小値は－７．３ｄＢであり、偏差は３．２ｄＢである。そのため、第１実施形態の整合回路３０と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。
図１６に示したシリーズＣとシリーズＬで第３整合回路３３を構成する整合回路２３０についても、ほぼ同様の動作となるため、説明を省略する。
図１６に示したシリーズＣとシリーズＬで第３整合回路３３を構成する整合回路２３０についても、ほぼ同様の動作となるため、説明を省略する。
［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図２１は、第３実施形態に係るアンテナ装置３の機能ブロック図である。このアンテナ装置３は、整合回路３３０の構成が第１実施形態のアンテナ装置１及び第２実施形態のアンテナ装置２と異なる。この整合回路３３０は、第１実施形態の整合回路３０が有する第１整合回路３１と第２整合回路３２との組を縦列に複数組接続して構成される。図示の例は、２組の場合の例である。アンテナ装置３及び整合回路３３０の他の構成については、第１実施形態のアンテナ装置１及び整合回路３０と同じである。
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図２１は、第３実施形態に係るアンテナ装置３の機能ブロック図である。このアンテナ装置３は、整合回路３３０の構成が第１実施形態のアンテナ装置１及び第２実施形態のアンテナ装置２と異なる。この整合回路３３０は、第１実施形態の整合回路３０が有する第１整合回路３１と第２整合回路３２との組を縦列に複数組接続して構成される。図示の例は、２組の場合の例である。アンテナ装置３及び整合回路３３０の他の構成については、第１実施形態のアンテナ装置１及び整合回路３０と同じである。
以下、整合回路３３０におけるキャパシタＣ及びインダクタＬの接続態様に応じたポールアンテナ１０２のインピーダンスの状態及び動作特性について具体的に説明する。
（３－１）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図２２は、整合回路３３０をシャントＣ、シリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２２上段（１）に示すように、シャントＣにより、高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図２２上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。また、図２２上段（３）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で等コンダクタンス円上を時計回りに移動する（破線矢印）。これにより高域のインピーダンスが低下する。さらに、図２２上段（４）に示すように、シリーズＬにより高域インピーダンス４０３（低域インピーダンス４０２も同様）がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。これによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
（３－１）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図２２は、整合回路３３０をシャントＣ、シリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２２上段（１）に示すように、シャントＣにより、高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図２２上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１がスミスチャート上で高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。また、図２２上段（３）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で等コンダクタンス円上を時計回りに移動する（破線矢印）。これにより高域のインピーダンスが低下する。さらに、図２２上段（４）に示すように、シリーズＬにより高域インピーダンス４０３（低域インピーダンス４０２も同様）がスミスチャート上で時計回りに移動する（破線矢印）。これによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図２２中段、利得－周波数特性図を図２２下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は２１．９、最小値は９．３であり、偏差は１２．６である。また、利得の最大値は－４．６ｄＢ、最小値は－８．０ｄＢであり、偏差は３．３ｄＢである。そのため、第１実施形態及び第２実施形態と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。これにより、ポールアンテナ１０２で受信できる帯域幅を第１実施形態よりもさらに拡げることができる。
（３－２）シャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣ
図２３は、整合回路３３０をシャントＬ、シリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２３上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２３上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２３上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２が等コンダクタンス円上を反時計回りに移動する（破線矢印）。これにより低域インピーダンス４０２が低下する。さらに、図２３上段（４）に示すように、シリーズＣにより低域インピーダンス４０２（高域インピーダンス４０３も同様）がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。これによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
図２３は、整合回路３３０をシャントＬ、シリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２３上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２３上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２３上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２が等コンダクタンス円上を反時計回りに移動する（破線矢印）。これにより低域インピーダンス４０２が低下する。さらに、図２３上段（４）に示すように、シリーズＣにより低域インピーダンス４０２（高域インピーダンス４０３も同様）がスミスチャート上で反時計回りに移動する（破線矢印）。これによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図２３中段、利得－周波数特性図を図２３下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１６．８、最小値は８．９であり、偏差は７．９である。また、利得の最大値は－４．５ｄＢ、最小値は－６．８ｄＢ、偏差は２．３ｄＢである。そのため、第１実施形態及び第２実施形態と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、アンテナ１０を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。これにより、アンテナ１０で受信できる帯域幅を第１実施形態よりもさらに拡げることができる。
（３－３）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣ
図２４は、整合回路３３０をシャントＣ、シリーズＬ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２４上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図２４上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２４上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２が誘導性側に移動する（破線矢印）。さらに、図２４上段（４）に示すように、シリーズＣによりＶＳＷＲの周波数特性を調整する。すなわち微細な変動（リップル）を低減させる。
図２４は、整合回路３３０をシャントＣ、シリーズＬ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２４上段（１）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３がスミスチャート上で容量性に移動する（破線矢印）。また、図２４上段（２）に示すように、シリーズＬにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２４上段（３）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２が誘導性側に移動する（破線矢印）。さらに、図２４上段（４）に示すように、シリーズＣによりＶＳＷＲの周波数特性を調整する。すなわち微細な変動（リップル）を低減させる。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図２４中段、利得－周波数特性図を図２４下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１６．８、最小値は１１．５であり、偏差は５．３である。また、利得の最大値は－５．５ｄＢ、最小値は－６．８ｄＢ、偏差は１．３ｄＢである。そのため、第１実施形態及び第２実施形態と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、アンテナ１０を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。これにより、アンテナ１０で受信できる帯域幅を第１実施形態よりもさらに拡げることができる。
（３－４）シャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬ
図２５は、整合回路３３０をシャントＬ、シリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２５上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２５上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２５上段（３）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３が容量性側に移動する（破線矢印）。さらに、図２５上段（４）に示すように、シリーズＬによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
図２５は、整合回路３３０をシャントＬ、シリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときの動作特性を示す図である。この整合回路３３０では、図２５上段（１）に示すように、シャントＬにより低域インピーダンス４０２がスミスチャート上で誘導性に移動する（破線矢印）。また、図２５上段（２）に示すように、シリーズＣにより共振点インピーダンス４０１が高インピーダンス側へ移動する（破線矢印）。この時点で広帯域化が可能となる。さらに、図２５上段（３）に示すように、シャントＣにより高域インピーダンス４０３が容量性側に移動する（破線矢印）。さらに、図２５上段（４）に示すように、シリーズＬによりＶＳＷＲの微細な変動（リップル）が低減する。
このときのＶＳＷＲ－周波数特性図を図２５中段、利得－周波数特性図を図２５下段に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は１７．２、最小値は１０．５であり、偏差は６．７である。また、利得の最大値は－５．０ｄＢ、最小値は－７．０ｄＢ、偏差は１．９ｄＢである。そのため、第１実施形態及び第２実施形態と同様、ＶＳＷＲの偏差及び利得の偏差が小さくなり、ポールアンテナ１０２を全周波数帯域にわたって安定して動作させることができる。これにより、ポールアンテナ１０２で受信できる帯域幅を第１実施形態よりもさらに拡げることができる。
図２２～図２５は、第１整合回路３１と第２整合回路３２とを２組縦列接続した場合の例であるが、２組以上であっても良い。
［ＳＦアンテナの場合の動作］
以上の説明は、アンテナ１０が図２Ａのポールアンテナ（ヘリカルアンテナ）１０２であることを前提としたものであるが、図２ＢのＳＦアンテナ１１２の場合も上記と同様に動作する。むしろ、ＳＦアンテナ１１２の方が、整合回路３０，２３０，３３０による広帯域化の効果がより顕著になる場合もある。以下、このことを説明する。
図２６上段は、ＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの軌跡を示すスミスチャートであり、図４上段に示したポールアンテナ１０２のスミスチャートに対応する。図２６のスミスチャートにおいて、４００はＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの軌跡であり、インピーダンス４００、共振点インピーダンス４０１、低域インピーダンス４０２、高域インピーダンス４０３の定義は、ポールアンテナ１０２と同じである。ＳＦアンテナ１１２の場合、実軸の抵抗成分が１０Ω以下であることから、ポールアンテナ１０２よりも等抵抗円の径が大きい。インピーダンスは１０００ｎＨ未満である。ＳＦアンテナ１１２も、ポールアンテナ１０２と同様、そのインピーダンスが全周波数帯域のうち低域で容量性、高域で誘導性を呈するものとなる。
以上の説明は、アンテナ１０が図２Ａのポールアンテナ（ヘリカルアンテナ）１０２であることを前提としたものであるが、図２ＢのＳＦアンテナ１１２の場合も上記と同様に動作する。むしろ、ＳＦアンテナ１１２の方が、整合回路３０，２３０，３３０による広帯域化の効果がより顕著になる場合もある。以下、このことを説明する。
図２６上段は、ＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの軌跡を示すスミスチャートであり、図４上段に示したポールアンテナ１０２のスミスチャートに対応する。図２６のスミスチャートにおいて、４００はＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの軌跡であり、インピーダンス４００、共振点インピーダンス４０１、低域インピーダンス４０２、高域インピーダンス４０３の定義は、ポールアンテナ１０２と同じである。ＳＦアンテナ１１２の場合、実軸の抵抗成分が１０Ω以下であることから、ポールアンテナ１０２よりも等抵抗円の径が大きい。インピーダンスは１０００ｎＨ未満である。ＳＦアンテナ１１２も、ポールアンテナ１０２と同様、そのインピーダンスが全周波数帯域のうち低域で容量性、高域で誘導性を呈するものとなる。
ＳＦアンテナ１１２に、例えば図９に示した比較例５（従来型の整合回路）を付加したとする。このときのインピーダンスの推移は、図１４上段（１）－（４）のスミスチャートのようになる。図２６中段はＳＦアンテナ１１２のＶＳＷＲ－周波数特性図、図２６下段はＳＦンテナ１０２の利得－周波数特性図である。それぞれ横軸は周波数（ＭＨｚ）である。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域において、ＶＳＷＲは、共振周波数である９０ＭＨｚ付近で最小値が１０．４であり、高域の１０８ＭＨｚで最大値が３０５．５である。ＶＳＷＲの偏差は、２９５．２である。ポールアンテナ１０２よりもＶＳＷＲの偏差が大きいのは、ＳＦアンテナ１１２が複数のエレメントで構成される点、及び、ＳＦアンテナ１１２のアンテナ長がポールアンテナ１０２の約１８／５０以下である点に起因する。利得は、共振周波数である９０ＭＨｚ付近で最大値が－５．７ｄＢであり、高域の１０８ＭＨｚで最小値が－１９．６ｄＢである。利得の偏差は１３．９である。
次に、比較例５に代えて第１実施形態の整合回路３０を付加したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの状態と動作特性について、以下説明する。
（４－１）シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路３０をシャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図７上段（１），（２）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２７に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７０．７、最小値は４５．４であり、偏差は２５．２となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７０小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．１ｄＢ、最小値は－１３．３ｄＢであり、偏差は２．２ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９ｄＢであったのに比べて、１１．７ｄＢ小さくなっている。
（４－１）シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路３０をシャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図７上段（１），（２）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２７に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７０．７、最小値は４５．４であり、偏差は２５．２となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７０小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．１ｄＢ、最小値は－１３．３ｄＢであり、偏差は２．２ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９ｄＢであったのに比べて、１１．７ｄＢ小さくなっている。
（４－２）シャントＬ＋シリーズＣ
整合回路３０をシャントＬ及びシリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図８上段（１），（２）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２８に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７９．５、最小値は３９．４であり、偏差は４０．１となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２５５．１小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．７ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．４ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．５ｄＢ小さくなっている。
整合回路３０をシャントＬ及びシリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図８上段（１），（２）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２８に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７９．５、最小値は３９．４であり、偏差は４０．１となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２５５．１小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．７ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．４ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．５ｄＢ小さくなっている。
次に、第１実施形態の整合回路３０に代えて第２実施形態の整合回路２３０を付加したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの状態と動作特性について説明する。
（５－１）シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１７上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２９に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６６．０、最小値は４２．０であり、偏差は２４．０となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７１．２小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．７ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．４ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．５ｄＢ小さくなっている。
（５－１）シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシリーズＬ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１７上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図２９に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６６．０、最小値は４２．０であり、偏差は２４．０となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７１．２小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．７ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．４ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．５ｄＢ小さくなっている。
（５－２）シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣ
整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１８上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３０に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は５３．１、最小値は３９．４であり、偏差は１３．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２８１．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．８ｄＢ、最小値は－１１．７ｄＢであり、偏差は０．９ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１３．０ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＬ及びシリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１８上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３０に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は５３．１、最小値は３９．４であり、偏差は１３．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２８１．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．８ｄＢ、最小値は－１１．７ｄＢであり、偏差は０．９ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１３．０ｄＢ小さくなっている。
（５－３）シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１９上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３１に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７３．８、最小値は４７．５であり、偏差は２６．３となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２６８．９小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．３ｄＢ、最小値は－１３．５ｄＢであり、偏差は２．１ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．８ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシリーズＣ、シャントＣ及びシリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図１９上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３１に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７３．８、最小値は４７．５であり、偏差は２６．３となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２６８．９小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．３ｄＢ、最小値は－１３．５ｄＢであり、偏差は２．１ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．８ｄＢ小さくなっている。
（５－４）シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣ
整合回路２３０をシリーズＬ＋シャントＬ＋シャントＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２０上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３２に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６５．６、最小値は４０．４であり、偏差は２５．２となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７０．０小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．８ｄＢ、最小値は－１２．３ｄＢであり、偏差は１．５ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．４ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシリーズＬ＋シャントＬ＋シャントＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２０上段（１）－（３）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３２に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６５．６、最小値は４０．４であり、偏差は２５．２となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７０．０小さくなっている。また、利得の最大値は－１０．８ｄＢ、最小値は－１２．３ｄＢであり、偏差は１．５ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．４ｄＢ小さくなっている。
次に、第２実施形態の整合回路２３０に代えて第３実施形態の整合回路３３０を付加したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスの状態と動作特性について説明する。
（６－１）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２２上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性と利得－周波数特性を図３３に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７３．９、最小値は５７．９であり、偏差は１５．９となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７９．３小さくなっている。また、利得の最大値は－１２．２ｄＢ、最小値は－１３．３ｄＢであり、偏差は１．１ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．８ｄＢ小さくなっている。
（６－１）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＣ＋シリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２２上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性と利得－周波数特性を図３３に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７３．９、最小値は５７．９であり、偏差は１５．９となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７９．３小さくなっている。また、利得の最大値は－１２．２ｄＢ、最小値は－１３．３ｄＢであり、偏差は１．１ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．８ｄＢ小さくなっている。
（６－２）シャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣ
整合回路２３０をシャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２３上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３４に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７１．８、最小値は４４．２であり、偏差は２７．６となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２６７．６小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．１ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．０ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．９ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２３上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３４に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７１．８、最小値は４４．２であり、偏差は２７．６となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２６７．６小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．１ｄＢ、最小値は－１３．１ｄＢであり、偏差は２．０ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１１．９ｄＢ小さくなっている。
（６－３）シャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣ
整合回路２３０をシャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２４上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性と利得－周波数特性を図３５に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７８．８、最小値は５５．１であり、偏差は２３．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７１．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．９ｄＢ、最小値は－１３．５ｄＢであり、偏差は１．６ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．３ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシャントＣ＋シリーズＬ＋シャントＬ＋シリーズＣで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２４上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性と利得－周波数特性を図３５に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は７８．８、最小値は５５．１であり、偏差は２３．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７１．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．９ｄＢ、最小値は－１３．５ｄＢであり、偏差は１．６ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．３ｄＢ小さくなっている。
（６－４）シャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬ
整合回路２３０をシャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２５上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３６に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６８．０、最小値は５２．３であり、偏差は１５．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７９．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．５ｄＢ、最小値は－１２．８ｄＢであり、偏差は１．３ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．６ｄＢ小さくなっている。
整合回路２３０をシャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＣ＋シリーズＬで構成したときのＳＦアンテナ１１２のインピーダンスは、図２５上段（１）－（４）のように変化する。このときのＶＳＷＲ－周波数特性図と利得－周波数特性図を図３６に示す。７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの全周波数帯域でみると、ＶＳＷＲの最大値は６８．０、最小値は５２．３であり、偏差は１５．７となる。比較例５を付加したときのＶＳＷＲの偏差が２９５．２であったのに比べて、２７９．５小さくなっている。また、利得の最大値は－１１．５ｄＢ、最小値は－１２．８ｄＢであり、偏差は１．３ｄＢとなる。比較例５を付加したときの利得の偏差が１３．９であったのに比べて、１２．６ｄＢ小さくなっている。
このように、アンテナ構造によって、ＳＦアンテナ１１２におけるＶＳＷＲの偏差は、ポールアンテナ１０２の場合と異なるが、利得の偏差はポールアンテナ１０２の場合と同様１０．０ｄＢ以下となる。そのため、後段の増幅回路は一つだけで足りるようになる。
第１ないし第３実施形態では、７６ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの周波数帯域で使用するアンテナ１０に付加する整合回路３０，２３０，３３０の例を説明したが、共振型のアンテナに付加する整合回路であれば、上記と同様の動作特性になるため、本発明の範囲は、上記周波数帯域に限られるものではない。
［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態として、アンテナサイズに着目した場合の実施の形態例を説明する。整合回路３０，２３０，３３０を付加した効果（共振点から低い方に離れた低域から高い方に離れた高域にわたる利得の最大値と最小値の差が小さくなる）がＳＦアンテナで顕著になる場合があることは、第３実施形態で説明した通りである。ＳＦアンテナは、前述の通りシャークフィンエレメントとコイルエレメントとを組み合わせた構造のアンテナであるが、アンテナサイズを決定づけるのは、コイルエレメントに対地静電容量を装荷するためのシャークフィンエレメントの形状・構造及びサイズである。
次に、本発明の第４実施形態として、アンテナサイズに着目した場合の実施の形態例を説明する。整合回路３０，２３０，３３０を付加した効果（共振点から低い方に離れた低域から高い方に離れた高域にわたる利得の最大値と最小値の差が小さくなる）がＳＦアンテナで顕著になる場合があることは、第３実施形態で説明した通りである。ＳＦアンテナは、前述の通りシャークフィンエレメントとコイルエレメントとを組み合わせた構造のアンテナであるが、アンテナサイズを決定づけるのは、コイルエレメントに対地静電容量を装荷するためのシャークフィンエレメントの形状・構造及びサイズである。
本発明者は、本発明の整合回路がアンテナサイズに与える影響を検証するために、使用周波数で共振可能な比較例エレメントと実施例エレメントとを作成した。図３７は、比較例エレメントの形状・サイズの説明図である。アンテナ装置が取り付けられる車両の前方ないし前進方向をＸ、幅方向をＹ、地面からの高さ方向をＺとする。比較例エレメント３７１は、前方に向かうにつれて幅が広く且つ高さが低くなる頂部３７１ａを有し、グランド面に最も近くなる底部３７１ｂに近づくにつれて拡がりを持つシャークフィン状の導体板である。Ｘ方向の長さＬ１は９４ｍｍ、最大幅Ｗ１は１５ｍｍ、最大高Ｈ１は２０ｍｍである。
一方、実施例エレメントは、図３８に示される形状・サイズのものである。すなわち、実施例エレメント３８１は、Ｘ方向の長さＬ２が３４ｍｍ、最大幅Ｗ２が４ｍｍ、最大高Ｈ２が２０ｍｍで、比較例エレメント３７１と同じ材質で同じ厚みの導体板である。比較例エレメント３７１よりも著しく小型であり、比較例エレメント３７１と相似形の頂部３８１ａを有するが、底部３８１ｂに向かって拡がることはない。
比較例エレメント３７１を有するアンテナに、前述の比較例５、すなわち従来技術例として挙げた特許文献１に開示された整合回路を比較例整合回路として接続したアンテナ装置を比較例１アンテナ装置とする。また、実施例エレメント３８１を有するアンテナに、上記比較例整合回路を接続したアンテナ装置を比較例２アンテナ装置とする。さらに、実施例エレメント３８１を有するアンテナに、第３実施形態で説明したシャントＬ＋シリーズＣ＋シャントＬ＋シリーズＣの整合回路３３０を実施例整合回路として接続したアンテナ装置を実施例アンテナ装置とする。
これらのアンテナ装置の利得－周波数特性図を図３９に示す。図３９において横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸は利得（ｄＢ）を表す。また、実線は比較例１アンテナ装置の特性、一点鎖線は比較例２アンテナ装置の特性、点線は実施例アンテナ装置の特性である。
図３９に示される通り、比較例１アンテナ装置では、８７．５ＭＨｚにおける利得が－１４．２ｄＢ、１０８ＭＨｚにおける利得が－１３．９ｄＢ、帯域内平均利得が－８．７ｄＢである。また、比較例２アンテナ装置では、８７．５ＭＨｚにおける利得が－１６．１ｄＢ、１０８ＭＨｚにおける利得が－１５．６ｄＢ、帯域内平均利得が－９．４ｄＢである。したがって、相対的にサイズの小さい実施例エレメント３８１を有する比較例２アンテナ装置では、比較例１アンテナ装置よりも帯域が狭くなり、帯域内の利得も低下している。
図３９に示される通り、比較例１アンテナ装置では、８７．５ＭＨｚにおける利得が－１４．２ｄＢ、１０８ＭＨｚにおける利得が－１３．９ｄＢ、帯域内平均利得が－８．７ｄＢである。また、比較例２アンテナ装置では、８７．５ＭＨｚにおける利得が－１６．１ｄＢ、１０８ＭＨｚにおける利得が－１５．６ｄＢ、帯域内平均利得が－９．４ｄＢである。したがって、相対的にサイズの小さい実施例エレメント３８１を有する比較例２アンテナ装置では、比較例１アンテナ装置よりも帯域が狭くなり、帯域内の利得も低下している。
これに対して、実施例アンテナ装置では、８７．５ＭＨｚにおける利得が－１４．３ｄＢ、１０８ＭＨｚにおける利得が－１３．８ｄＢ、帯域内平均利得が－８．９ｄＢである。したがって、相対的にサイズの小さい実施例エレメント３８１を有するアンテナであっても、比較例１アンテナ装置と同等の利得－周波数特性が得られている。特に、７６ＭＨｚ～９５ＭＨｚ、８７ＭＨｚ～１０８ＭＨｚの範囲では、比較例１アンテナ装置と同等の利得－周波数特性及び偏差が確保されている。
この事実は、たとえば比較例１アンテナ装置のような従来型アンテナ装置の利得－周波数特性で足りる需要のもとでは、比較例整合回路を実施例整合回路に置換することで、アンテナサイズを、より短く、幅をより狭くして、アンテナケースを有するアンテナ装置をより小型化できることを意味する。つまり、本発明の整合回路は、アンテナサイズの小型化にも寄与していることがわかる。
図３８に示した実施例エレメント３８１の形状及びサイズは例示であって、最大幅Ｗ２だけを狭くしても良いし、長さＬ２だけを短くしても良い。
あるいは、長さＬ２や最大幅Ｗ２を調整することで最大高Ｈ２を短くすることも可能である。
あるいは、長さＬ２や最大幅Ｗ２を調整することで最大高Ｈ２を短くすることも可能である。
また、実施例エレメント３８１は、導電板に限らず、基板に形成された導電パターンや導電性の塗料を樹脂に塗布したもので構成してもほぼ同等の動作特性が得られることが確認されている。実施例エレメント３８１は、また、フィルム状の導電性エレメントとしても良く、その形状も、面状だけでなく、ミアンダ形状やフラクタル形状にしても良い。
さらに、スリットやスロットを有するエレメントとしても良い。また、一対の面状の実施例エレメントを対向させ、それらを任意の部位で連結させるようにしても良い。
実施例整合回路は、第３実施形態で説明した整合回路３３０でなく、他の整合回路３０，２３０を用いても良い。
さらに、スリットやスロットを有するエレメントとしても良い。また、一対の面状の実施例エレメントを対向させ、それらを任意の部位で連結させるようにしても良い。
実施例整合回路は、第３実施形態で説明した整合回路３３０でなく、他の整合回路３０，２３０を用いても良い。
Claims (7)
- 車両に取付可能なアンテナ装置であって、
共振型のアンテナと、前記アンテナに付加される整合回路とを備えており、
前記整合回路は、前記アンテナの給電部に接続される第１整合回路と、この第１整合回路の後段に接続される第２整合回路とを含み、
前記第１整合回路は前記アンテナの共振点よりも高域又は低域に離れた周波数帯のインピーダンスを前記第１整合回路の接続前よりも低減させ、前記第２整合回路は前記アンテナの共振点付近のインピーダンスを前記第２整合回路の接続前よりも高くすることを特徴とする、
アンテナ装置。 - 前記第１整合回路が接地型の第１リアクタンス素子を含んで構成され、
前記第２整合回路が非接地型で前記第１リアクタンス素子と極性が異なる第２リアクタンス素子を含んで構成されることを特徴とする、
請求項１に記載のアンテナ装置。 - 前記アンテナは、第１周波数帯で容量性のインピーダンスを呈し、前記第１周波数帯よりも高い第２周波数帯で前記インピーダンスが誘導性を呈するアンテナであり、
前記第１整合回路は、前記アンテナの前記第２周波数帯のインピーダンスを前記第１整合回路の接続前よりも容量性にすることを特徴とする、
請求項１又は２に記載のアンテナ装置。 - 前記アンテナは、第１周波数帯で容量性のインピーダンスを呈し、前記第１周波数帯よりも高い第２周波数帯で前記インピーダンスが誘導性を呈するアンテナであり、
前記第１整合回路は、前記アンテナの前記第１周波数帯のインピーダンスを前記第１整合回路の接続前よりも誘導性にすることを特徴とする、
請求項１又は２に記載のアンテナ装置。 - 前記整合回路は、前記第１整合回路と前記第２整合回路との組を縦列に複数組接続して構成されることを特徴とする、
請求項１ないし４のいずれか一項に記載のアンテナ装置。 - 前記整合回路は、前記第１整合回路の前段に接続される非接地型の第３整合回路を含んで構成されることを特徴とする、
請求項１ないし５のいずれか一項に記載のアンテナ装置。 - 共振型のアンテナに付加される整合回路であって、
前記アンテナの給電部に接続される第１整合回路と、この第１整合回路の後段に接続される第２整合回路とを含み、
前記第１整合回路は前記アンテナの共振点よりも高域又は低域に離れた周波数帯のインピーダンスを前記第１整合回路の接続前よりも低減させ、前記第２整合回路は前記アンテナの共振点付近のインピーダンスを前記第２整合回路の接続前よりも高くすることを特徴とする、
アンテナの整合回路。
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