JP7103500B1 - ノイズフィルタおよび電気回路 - Google Patents

Abstract

【課題】従来技術に対して優位性を備えるノイズフィルタを提供すること。【解決手段】本発明のノイズフィルタは、伝送線路を構成する第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂと、第一導電部材５１Ａと第一中間部材５３Ａを介して配置された第三導電部材５５Ａと、第二導電部材５１Ｂと第二中間部材５３Ｂを介して配置された第四導電部材５５Ｂと、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂを電気的に連結する第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂと、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂの間の領域に形成された第一磁路５７と、を備え、第一中間部材５３Ａと第二中間部材５３Ｂは一方または両方が絶縁体からなり、第三導電部材５５Ａ、第一抵抗部材６５Ａ、第四導電部材５５Ｂ、第二抵抗部材６５Ｂおよび第三導電部材５５Ａを通る環状の電気的な経路が構成される。【選択図】図２

Description

本発明は、ノイズフィルタおよびノイズフィルタが設けられる電気回路に関する。

電源系統において、コモンモードノイズとノーマルモードノイズおよび反射ノイズとを縮減し、ノイズによる被駆動装置への影響を低減できる（例えば、特許文献１）。
また、特許文献１において、ノイズにより、コモンモードチョークのコア内に磁束が生じ、この磁束により電源ラインに誘導起電力が発生し、電流が流れて電源ラインの反射ノイズになる場合があっても、コモンモードチョークのコアに巻線（Ｗ）と巻線（Ｗ）に接続された第７の抵抗（Ｒ７）とを備えることにより、この反射ノイズを低減することができる。また、被駆動装置で反射されたノイズがコモンモードチョーク（１３）を通過した場合であっても、ＣＲ回路（１２）が、この反射ノイズを抵抗（Ｒ２）の抵抗成分で熱エネルギに変換し、消費することができる。

一方、電源ライン（１０１、１０２）の線路を流れる双方向の電流に対して反射ノイズを低減するには、線路方向に対して対称な回路とする必要があり、ＣＲ回路（１２）とコモンモードチョーク（１３，ＬＲ回路）とＣＲ回路（１５）との少なくとも６個の部品を必要とする。
また近年、半導体の高性能化に伴い、ノイズの帯域はより高い周波数、例えば３０ＭＨｚ→１ＧＨｚ程度までとなり、ノイズフィルタの特性を高い周波数まで確保する、つまり短い波長のノイズに対応するには、部品間距離短縮、部品構造単純化、部品点数削減、等が求められる。

１ＧＨｚのノイズが共振する１／４波長は真空中で７５ｍｍであり、通常、ノイズの周囲の比誘電率と比透磁率との積は４程度あり、１／４波長は３８ｍｍ程度となる、前記共振を防止できる最大長さを前記１／４波長の１／１０とすれば３．８ｍｍとなる。
ノイズフィルタの特性を１ＧＨｚまで確保するには、部品間距離を４ｍｍ以下、部品構造の巻線繰り返し構造や積層繰り返し構造等の繰り返し距離を４ｍｍ以下にする距離制限が課題となる。また、大電流用途におけるノイズフィルタの大型化と距離制限とを両立するためには、部品点数削減、部品そのものの構造の簡素化が課題となる。

磁性体と誘電体の両方を兼ね備えた材質、複合材を利用してコイルとコンデンサを一体化し、１体でコイルとコンデンサの両方の機能を兼ね備えた複合電子部品をノイズフィルタに適用することができる（例えば特許文献２，特許文献３）。そうすれば、部品間距離の制限を満たし、部品そのものの構造の簡素化、部品点数削減を実現でき、特許文献１の課題を解決することができる。

特開２０００－２４４２７１号公報 特開昭５６―６４２３号公報 特開平２－２６８５０６号公報

しかし、特許文献１の回路のコモンモードチョーク（１３）とコンデンサ（Ｃ３）に代えて、特許文献２の複合電子部材を適用した場合、巻線（Ｗ）における抵抗が１つである。したがって、このノイズフィルタ部の特性インピーダンスが一定値とならず、伝送線路に流れる電流の周波数に従って変動してしまう。このため伝送線路とのインピーダンス整合ができないという課題を有する。
また、特許文献２の第１図の符号１１で表され、または、特許文献３の第一図の符号２で表される磁性体と誘電体の複合材が必要となり、単体の磁性体、誘電体より諸特性が劣り、入手性、価格対性能で不利となる。この複合材を用いないコイルとコンデンサの一体化が課題となる。

以上より、本発明は、特許文献１～特許文献３に対して優位性を備えるノイズフィルタおよび電気回路を提供することを目的とする。

本発明のノイズフィルタは、伝送線路を構成する第一導電部材および第二導電部材と、第一導電部材と第一中間部材を介して配置された第三導電部材と、第二導電部材と第二中間部材を介して配置された第四導電部材と、第三導電部材と第四導電部材を電気的に連結する第一抵抗部材および第二抵抗部材と、第三導電部材と第四導電部材の間の領域に形成された第一磁路と、を備える。
本発明におけるノイズフィルタにおいて、第一中間部材と第二中間部材は一方または両方が絶縁体からなり、第三導電部材、第一抵抗部材、第四導電部材、第二抵抗部材および第三導電部材を通る環状の電気的な経路が構成される。

本発明におけるノイズフィルタにおいて、好ましくは、第一導電部材と第二導電部材と第三導電部材と第四導電部材と第一抵抗部材と第二抵抗部材の外周を囲うように形成された第二磁路、を備え、
第一磁路と第二磁路が、互いに磁気的に連通するとともに、
第二磁路によって、第一導電部材と第二導電部材と第三導電部材と第四導電部材と第一抵抗部材と第二抵抗部材と第一磁路が束ねられて一体化されている。このノイズフィルタを第２態様と称する。

本発明におけるノイズフィルタにおいて、好ましくは、第一導電部材と第二導電部材と第三導電部材と第四導電部材と第一中間部材と第二中間部材がいずれも短冊形状である。

本発明におけるノイズフィルタにおいて、好ましくは、第一導電部材と第二導電部材が棒状部材であり、第三導電部材が第一導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、第四導電部材が第二導電部材を内挿可能な筒状形状を有する。

本発明におけるノイズフィルタにおいて、好ましくは、第二導電部材が棒状であり、第四導電部材が第二導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、第三導電部材が第四導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、第一導電部材が第三導電部材を内挿可能な筒状形状を有する。

本発明は、以上説明したノイズフィルタを３個備え、互いに等価で逆位相の同期された電流が流れる２組の三相交流の電気回路を提供する。
この電気回路は、２組の三相交流の一方の三相交流の各相をＵ１，Ｖ１，Ｗ１とし、他方の三相交流の各相をＵ２、Ｖ２、Ｗ２とし、相Ｕ１と相Ｕ２とからなる伝送線路を伝送線路Ｔ１、相Ｖ１と相Ｖ２とからなる伝送線路を伝送線路Ｔ２、相Ｗ１と相Ｗ２からなる伝送線路を伝送線路Ｔ３とし、３個のノイズフィルタのそれぞれをノイズフィルタＡ，ノイズフィルタＢ，ノイズフィルタＣとしたとき、ノイズフィルタＡの第一導電部材に伝送線路Ｔ１のＵ１を接続し、ノイズフィルタＢの第一導電部材に伝送線路Ｔ２の相Ｖ１を接続し、ノイズフィルタＣの第一導電部材に伝送線路Ｔ３の相Ｗ１を接続し、ノイズフィルタＡの第二導電部材に伝送線路Ｔ１の相Ｕ２を接続し、ノイズフィルタＢの第二導電部材に伝送線路Ｔ２の相Ｖ２を接続し、ノイズフィルタＣの第二導電部材に伝送線路Ｔ３の相Ｗ２を接続する。

本発明は第２態様に係るノイズフィルタを複数組備えた統合型のノイズフィルタを提供する。
この統合型のノイズフィルタは、複数組の第２態様に係るノイズフィルタの第一磁路が第三磁路を介して一体に連結されおり、複数組の第２態様に係るノイズフィルタのそれぞれの第二磁路は互いに離間しており、５００Ｈｚ以下の磁界に対して、第三磁路の比透磁率が複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一磁路の比透磁率より高く、かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、第三磁路の比透磁率が複数組のそれぞれの第２態様に係るノイズフィルタの第一磁路の比透磁率より低い。

本発明は第２態様に係るノイズフィルタを複数組備えた統合型の他のノイズフィルタを提供する。
この統合型のノイズフィルタは、複数組のそれぞれの第２態様に係るノイズフィルタの第一導電部材が一つの第四磁路に包含され、複数組のそれぞれの第２態様に係るノイズフィルタの第二導電部材が一つの第五磁路に包含されるとともに、第四磁路と第五磁路が離間して配置されており、５００Ｈｚ以下の磁界に対して、第四磁路と第五磁路の比透磁率は、複数組のそれぞれの第２態様に係るノイズフィルタの第一磁路の比透磁率より高く、かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、第四磁路と第五磁路の比透磁率は、複数組のそれぞれの第２態様に係るノイズフィルタの第一磁路の比透磁率より低い。

本発明によれば、第三導電部材、第一抵抗部材、第四導電部材、第二抵抗部材および第三導電部材を通る環状の電気的な経路が構成される。以下この構成を環状導電部構造と称するがこの環状導電部構造によって、伝送線路の一方の線路、例えば第一導電部材に負荷された電位によって第一中間部材を介して対向する第三導電部材に誘起される電荷と、伝送線路の他方の線路、例えば第二導電部材に負荷された電位によって第二中間部材を介して対向する第四導電部材に誘起される電荷を交換できる。この電荷の交換により、互いの高周波ノイズを外部に漏れることを防止できるだけでなく、伝送線路に周波数が高い電流が流れた時には、ノイズフィルタのインピーダンスの抵抗成分が大きく、損失を大きくすることができる。

本発明の第一実施形態に係る電動機駆動装置（電源系統）の概略構成を示すブロック図である。 図１の電動機駆動装置に用いられるノイズフィルタを示し、（ａ）は斜視図であり、（ｂ）は正面図である。 第一実施形態に係る環状導電部構造の等価回路を示し、（ａ）はコイル（Ｌ）－抵抗（Ｒ_Ｌ）の並列回路およびコンデンサ（Ｃ）－抵抗（Ｒ_Ｃ）の直列回路が一つずつの例を示し、（ｂ）はＬ－Ｒ_Ｌの並列回路が一つ、および、Ｃ－Ｒ_Ｃの直列回路が二つの例を示し、（ｃ）はＬ－Ｒ_Ｌの並列回路が二つ、および、Ｃ－Ｒ_Ｃの直列回路が一つの例を示す。 第一実施形態に係るノイズフィルタの２次回路を模式的に示す図である。 第一実施形態に係るノイズフィルタの等価回路図である。 第一実施形態に係るノイズフィルタの電気的な状態を示す図である。 第一実施形態に係るノイズフィルタの第一変形例を示す正面図である。 第一実施形態に係るノイズフィルタの第二変形例を示す正面図である。 第二実施形態に係るノイズフィルタの構成を示し、（ａ）は正面図、（ｂ）は横断面図、（ｃ）は側面図である。 第三実施形態に係るノイズフィルタの構成を示す正面図である。 第四実施形態に係るノイズフィルタの構成を示す正面図である。 第五実施形態に係るノイズフィルタの構成を示す正面図である。 第六実施形態に係るノイズフィルタの構成を示す正面図である。 本実施形態にかかるノイズフィルタを応用して終端抵抗として使用した場合の電気回路の構成を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施形態に係るノイズフィルタおよびこのノイズフィルタが適用される電気回路としての電動機駆動装置について説明する。
本実施形態に係る電動機駆動装置１０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換し、さらに変換された直流電流を交流に変換して３相交流電動機に供給して、３相交流電動機を駆動する。本実施形態において、３相交流電動機の一例としてサーボモータ３を示すが、本発明における３相交流電動機はサーボモータに限らず、誘導電動モータ、同期電動モータ、ＰＭ（Permanent Magnet）モータなどインバータ回路により駆動される３相交流による電動モータ（アクチュエータ）あるいは発電機を含む。
電動機駆動装置１０は、第一サーボモータ３Ａ，第二サーボモータ３Ｂと第一インバータ回路２０Ａ、第二インバータ回路２０Ｂとの間の伝送線路Ｔ１（線路（相）Ｕ１，Ｕ２），伝送線路Ｔ２（線路（相）Ｖ１，Ｖ２），伝送線路Ｔ３（線路（相）Ｗ１，Ｗ２）にノイズフィルタ５Ａが設けられている。

［電動機駆動装置の全体構成：図１］
本実施形態における電動機駆動装置１０は、図１に示すように、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂを備え、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂのそれぞれに対応するように第一インバータ回路２０Ａと第二インバータ回路２０Ｂが設けられている。以下では、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がない場合には単にサーボモータ３と表記し、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの両者を区別する必要がある場合には第一サーボモータ３Ａ、第二サーボモータ３Ｂと表記する。インバータ回路２０およびその構成要素についても同様に扱われる。

第一サーボモータ３Ａと第一インバータ回路２０Ａの組み合わせ、および、第二サーボモータ３Ｂと第二インバータ回路２０Ｂの組み合わせ、の一方は他方に対する逆相電流生成機能を果たす。

インバータ回路２０は、図１に示すように、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する整流器１１と、整流器１１とインバータ主回路１５の間に設けられ平滑コンデンサ１３と、整流器１１からの直流電流を受けてサーボモータ３を駆動するインバータ主回路１５と、を主たる構成要素として備える。
また、インバータ回路２０は、インバータ主回路１５を制御するインバータ制御部１７を備える。インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５を構成する半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｕ２，１６ｕ３，１６ｕ４，１６ｖ１，１６ｖ２，１６ｖ３，１６ｖ４，１６ｗ１，１６ｗ２，１６ｗ３，１６ｗ４のＯＮおよびＯＦＦを制御する。半導体スイッチング素子を区別して表記する必要がないときには、半導体スイッチング素子１６と総称される。図１では単一のインバータ制御部１７によりインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの双方を制御するように示されているが、インバータ主回路１５Ａに対応するインバータ制御部とインバータ主回路１５Ｂに対応するインバータ制御部とに区分されていてもよい。

インバータ制御部１７は、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂに互いに逆位相の交流電流を供給するように、インバータ主回路１５Ａとインバータ主回路１５Ｂのそれぞれを構成する半導体スイッチング素子１６のＯＮおよびＯＦＦを制御する。インバータ制御部１７は、サーボモータ３の電流を検出し、かつ、平滑コンデンサ１３の電圧を検出して、半導体スイッチング素子１６のＯＮおよびＯＦＦを制御する。また、インバータ制御部１７は、サーボモータ３Ａ，３Ｂのぞれぞれのエンコーダからの情報をもとに、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂの動作を互いに同期制御する。

［サーボモータ３：図１］
サーボモータ３は、図１に示すように、三相交流のサーボモータからなり、それぞれが巻線からなる三つのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが巻き回される導電体からなるステータ３２（３２Ａ，３２Ｂ）と、を備えている。サーボモータ３は、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよびステータ（固定子）３２に加えて、ステータ３２の内側に回転可能に設けられるロータ（回転子）などを備えているが、図１においては図示が省略されている。ロータは永久磁石からなる場合もあればコイル、カゴからなる場合もある。

第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、同じ仕様を有しており、その動作が互いに同期制御される。第一サーボモータ３Ａは第一モータ群および第二モータ群の一方に対応し、第二サーボモータ３Ｂは第一モータ群および第二モータ群の他方に対応する。本実施形態は、第一モータ群および第二モータ群のそれぞれにおけるサーボモータ３の個体数Ｎは１で同じ値である。第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂは、双方のステータ３２Ａとステータ３２Ｂが導体３３により電気的に導通されている。この導体３３は対地Ｅに接続できる。

［整流器１１：図１］
整流器１１は、電流を一方向にだけ流す整流作用を有する素子からなり、三相交流電源１から出力される交流電流を直流電流に変換する。整流器１１は、例えば一対の整流ダイオードを備え、それらを交互に流れる交流を整流する。一対の整流ダイオードに交流を交互に流すために、例えば、整流器１１は一対の整流ダイオードのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子を備える。なお、整流器１１を回生または発電により電流を電動機側から整流器１１の側に供給可能なコンバータと置き換えることも可能である。

［平滑コンデンサ１３：図１］
平滑コンデンサ１３は、整流器１１による整流後も発生するリップルを抑え、より直流に近い電流が得られるように信号を平滑化する。整流後に平滑コンデンサ１３を挿入することにより、電圧が高い時には蓄電し、電圧が低い時には放電するので、電圧の変動を抑える効果を奏する。

［インバータ主回路１５（１５Ａ，１５Ｂ）：図１］
インバータ主回路１５は、図１に示すように、サーボモータ３に備えられたｕ相、ｖ相、ｗ相のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子１６を含んで構成されている。半導体スイッチング素子１６はそれぞれ一対ずつ設けられている。つまり、インバータ主回路１５Ａにおいて、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１と、図中の下側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ２，１６ｖ２，１６ｗ２と、に区分されている。また、インバータ主回路１５Ｂにおいて、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ３，１６ｖ３，１６ｗ３と、図中の下側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４と、に区分されている。

インバータ主回路１５は、半導体スイッチング素子１６のスイッチング、つまりＯＮおよびＯＦＦにより生成された駆動電流をインバータ回路出力としてサーボモータ３のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給する。
半導体スイッチング素子１６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、その他の半導体素子から構成できる。

［インバータ制御部１７:図１］
インバータ制御部１７は、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂを構成する半導体スイッチング素子１６のそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。この制御を通じて、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂは、サーボモータ３Ａ，３Ｂを同期制御させる。インバータ制御部１７は、第一サーボモータ３Ａと第二サーボモータ３Ｂには、互いに逆位相の電流が供給されるように、半導体スイッチング素子１６のそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。これは、インバータ制御部１７によるインバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの一方のスイッチング周期を、インバータ主回路１５Ａ，１５Ｂの他方のスイッチング動作の周期より半周期の位相分だけ遅らせることにより実現される。

［サーボモータ３とインバータ回路２０の接続形態：図１］
第一サーボモータ３Ａ，第二サーボモータ３Ｂと、第一インバータ回路２０Ａ，第二インバータ回路２０Ｂと、は、線路Ｕ１，線路Ｕ２からなる伝送線路Ｔ１、線路Ｖ１，線路Ｖ２からなる伝送線路Ｔ２、線路Ｗ１，線路Ｗ２からなる伝送線路Ｔ３、により接続されている。具体的には、以下の通りである。
第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｕと第一インバータ回路２０Ａにおける半導体スイッチング素子１６ｕ１、１６ｕ２と、は線路Ｕ１により接続される。
第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｕと第二インバータ回路２０Ｂにおける半導体スイッチング素子１６ｕ３，１６ｕ４と、は線路Ｕ２により接続される。
第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｖと第一インバータ回路２０Ａにおける半導体スイッチング素子１６ｖ１、１６ｖ２と、は線路Ｖ１により接続される。
第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｖと第二インバータ回路２０Ｂにおける半導体スイッチング素子１６ｖ３，１６ｖ４と、は線路Ｖ２により接続される。
第一サーボモータ３Ａのコイル３１ｗと第一インバータ回路２０Ａにおける半導体スイッチング素子１６ｗ１、１６ｗ２と、は線路Ｗ１により接続される。
第二サーボモータ３Ｂのコイル３１ｗと第二インバータ回路２０Ｂにおける半導体スイッチング素子１６ｗ３，１６ｗ４と、は線路Ｗ２により接続される。

伝送線路Ｔ１（線路Ｕ１，Ｕ２）、伝送線路Ｔ２（線路Ｖ１，Ｖ２）および伝送線路Ｔ３（線路Ｗ１，Ｗ２）には、ノイズフィルタ５Ａがそれぞれ二つずつ設けられているが、一つずつでもよいし、いずれかの伝送線路だけに設けられてもよい。

［ノイズフィルタ５Ａの構成：図２］
一例として短冊形状の長さ方向αに沿って延びるノイズフィルタ５Ａの構造について、図２を参照して説明する。なお、説明の便宜上、長さ方向α、幅方向γおよび厚さ方向βを図２に示すように特定する。また、ノイズフィルタ５Ａについて、前端（Ｆ）および後端（Ｂ）を図２に示すように特定する。
ノイズフィルタ５Ａは、厚さ方向βの両方の外側に所定の間隔を隔てて設けられる第一導電部材５１Ａ，第二導電部材５１Ｂと、第一導電部材５１Ａ，第二導電部材５１Ｂのそれぞれの内側に接して設けられる第一中間部材５３Ａ，第二中間部材５３Ｂと、を備える。また、ノイズフィルタ５Ａは、第一中間部材５３Ａ，第二中間部材５３Ｂの内側に接して設けられる第三導電部材５５Ａ，第四導電部材５５Ｂと、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂの間に挟まれる第一磁路５７と、を備える。さらに、ノイズフィルタ５Ａは、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂの間であって、第一磁路５７の長さ方向αの両側にそれぞれ設けられる第一抵抗部材６５Ａ，第二抵抗部材６５Ｂを備える。第一抵抗部材６５Ａは前端（Ｆ）の側に設けられ、第二抵抗部材６５Ｂは後端（Ｂ）の側に設けられる。

以上のノイズフィルタ５Ａにおいて、一例として、第一導電部材５１Ａは伝送線路Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の線路Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に接続され、第二導電部材５１Ｂは伝送線路Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の線路Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に接続され、伝送線路の一部を構成する。

第一導電部材５１Ａ～第四導電部材５５Ｂは、電気抵抗率の小さい金属材料、例えば銅、銅合金から構成される。この中で、第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂは、長さ方向α、厚さ方向βおよび幅方向γの寸法が同じに形成されている。また、この中で、第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５Ｂは、長さ方向α、厚さ方向βおよび幅方向γの寸法が同じに形成されている。ただし、第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂに比べて、第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５Ｂは長さ方向αおよび厚さ方向βの寸法が小さく形成されている。

第一中間部材５３Ａおよび第二中間部材５３Ｂは、以下に例示される電気的な絶縁材料から構成される。
第一中間部材５３Ａおよび第二中間部材５３Ｂは、一例として長さ方向α、厚さ方向βおよび幅方向γの寸法が同じに形成されている。また、第一中間部材５３Ａおよび第二中間部材５３Ｂは、一例として第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５Ｂと長さ方向αおよび幅方向γの寸法が同じに形成されている。

第一中間部材５３Ａおよび第二中間部材５３Ｂを構成する電気的な絶縁材料の例示
樹脂材料：ポリエチレン、発砲ポリエチレン、ポリパーフロロアルコキシエチレン（PFA）、ポリテトラフルオロエチレン、ポリエチレンテレフタレート、ポリプロピレン、ポリフェニルサルファイド、ポリエチレンナフタレート、ポリスチレン、ポリカーボネート、ポリエステル
化合物：チタン酸バリウム（ＢａＴｉ０_３)、酸化アルミニウム(Ａｌ_２Ｏ_３)、酸化チタン(ＴｉＯ_２)、ジルコン酸カルシウム(ＣａＺｒ_３)、酸化ケイ素(ＳｉＯ_２)
気体：空気、窒素ガス、６フッ化硫黄
その他：ガラス

第一磁路５７は、強磁性材料（軟磁性材料）は、以下に例示される材料から構成される。なお、後述する第二磁路５８、第三磁路５９、第四磁路６１、第五磁路６３についても同様の材料が適用され得る。
また、第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂは、以下に例示される電気抵抗率の大きい（高抵抗材）から構成される。第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂは一例として第一磁路５７と同じ厚さ方向βの寸法を有している。
第一磁路５７、第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂの三つの部材の長さ方向αの寸法を加えると、一例として第一中間部材５３Ａなどと長さ方向αの寸法と同じになる。

第一磁路５７を構成する強磁性材料の例示：
ソフトフェライト材料；Ｎｉ－Ｚｎフェライト、Ｍｎ－Ｚｎフェライト
金属系材料；パーマロイ、アモルファス合金（Ｃｏ基、Ｆｅ基）、ナノ結晶軟磁性合金（Ｃｏ基、Ｎｉ基、Ｆｅ基）

第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂを構成する高抵抗材の例示：
金属皮膜、酸化金属皮膜、メタルグレーズ、炭素皮膜、ニクロム（Nichrome）合金

以上の積層構造を有するノイズフィルタ５Ａにおいて、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂとが、第三導電部材５５Ａ、第一抵抗部材６５Ａ、第四導電部材５５Ｂ、第二抵抗部材６５Ｂ、第三導電部材５５Ａ…を通る環状の電気的な経路を構成する。この環状の電気的な経路、つまり環状導電部構造は、図２（ｂ）に破線矢印で示されている。この環状導電部構造において、電流は上記する第三導電部材５５Ａ、第一抵抗部材６５Ａ、第四導電部材５５Ｂ、第二抵抗部材６５Ｂ、第三導電部材５５Ａ…の順に流れることもあれば、この逆の順に流れることもある。

［ノイズフィルタ５Ａの効果：図３］
以上の環状導電部構造は、図３に示すように、伝送線路Ｔ１（線路Ｕ１，Ｕ２）に対して直列にコイル（Ｌ）－抵抗（Ｒ_Ｌ）の並列回路を形成し、伝送線路Ｔ１（線路Ｕ１，Ｕ２）に対して並列にコンデンサ（Ｃ）－抵抗（Ｒ_Ｃ）の直列回路を形成することと等価である。なお、図３は伝送線路Ｔ１（線路Ｕ１，Ｕ２）を例示しているが、伝送線路Ｔ２（線路Ｖ１，Ｖ２）、伝送線路Ｔ３（線路Ｗ１，Ｗ２）についても同様である。コイル（Ｌ）－抵抗（Ｒ_Ｌ）の並列回路およびコンデンサ（Ｃ）－抵抗（Ｒ_Ｃ）の直列回路は、図３（ａ）～（ｃ）に示すパターンで配列される。

［インピーダンスに関する効果］
図３を前提として、第一抵抗部材６５Ａは第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂの伝送線路に接続する一方の端側に設けられ、第二抵抗部材６５Ｂは第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂの伝送線路に接続する他方の端側に設けられる。これにより、図２（ｂ）に示すように、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂは環状に連結される。つまり第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂは、それぞれ互いに並列に配置されており、かつ並列に配置された第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂは、いずれも第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５Ｂと直列に配置されている。この環状導電部構造によって、伝送線路の一方の線路、例えば第一導電部材５１Ａに負荷された電位によって第一中間部材５３Ａを介して対向する第三導電部材５５Ａに誘起される電荷Ａと、伝送線路の他方の線路、例えば第二導電部材５１Ｂに負荷された電位によって第二中間部材５３Ｂを介して対向する第四導電部材５５Ｂに誘起される電荷Ｂと、を交換できる。
追って詳述するが、本実施形態は、部材形状が単純なこと、材質配置の対称性が確保できること、部材の寸法精度を高くできる。これにより、第一導電部材５１Ａ、第一中間部材５３Ａ、第三導電部材５５Ａからなるコンデンサ構造の容量、周波数特性、温度特性等と、第二導電部材５１Ｂ、第二中間部材５３Ｂ、第四導電部材５５Ｂからなるコンデンサ構造の容量や周波数特性、温度特性等と、を等しくできる。そうすれば、第一導電部材と第二導電部材に印加された電流に含まれる対称なノイズに起因する電荷Ａと電荷Ｂと、の電荷の差を小さくすることができる。この等しい電荷の交換により、互いの高周波ノイズを外部に漏れることを防止できるだけでなく、伝送線路に周波数が高い電流が流れた時には、ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスの抵抗成分が大きく、損失を大きくすることができる。

特に、伝送線路（第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂ）に流れる電流によって、第一中間部材５３Ａおよび第二中間部材５３Ｂ（中間部材）を介して対向する第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５Ｂに発生する誘導電流に対して抵抗部材を直列に連結できる。これにより、伝送線路に周波数が低い電流が流れた時には、ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスの抵抗成分が小さく、かつ、損失を小さくすることができる。

前述した詳述の内容は以下の通りである。
伝送線路の一方の線路、例えば第一導電部材５１Ａに印加された電流から前述した環状導電部構造への第一の電磁誘導による起電流と、伝送線路の他方の線路、例えば第二導電部材５１Ｂに印加された電流から環状導電部構造への第二の電磁誘導による起電流と、を電流重畳できる。この電流重畳は、環状導電部構造の第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂを直列に流れることにより負荷を持つ、この負荷を２次負荷とする。
この２次負荷は第一導電部材５１Ａに印加された電流に対する負荷に換算することが可能であり、この換算負荷を第一の１次換算負荷とし、この換算における比率を第一の換算率とする。また、この２次負荷は第二導電部材５１Ｂに印加された電流に対する負荷に換算することが可能であり、この換算負荷を第二の１次換算負荷とし、この換算における比率を第二の換算率とする。

第一導電部材５１Ａ、第二導電部材５１Ｂ、第三導電部材５５Ａ、第四導電部材５５Ｂ、第一中間部材５３Ａ、第二中間部材５３Ｂ、第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂを各部材とし、これら各部材は短冊状、棒状、筒状等の形成容易な形状であり、一般の加工技術を用いて±１％未満の寸法誤差を確保できる。
寸法誤差が小さいと、第一導電部材５１Ａと前述した環状導電部構造との位置関係と、第二導電部材５１Ｂと環状導電部構造との位置関係と、の位置関係の差を小さくできる。
また、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとは同一の材質とし、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとは同一の材質とし、第一中間部材５３Ａと第二中間部材５３Ｂとは同一の材質とし、第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂとは同一の材質とする。これにより、第一導電部材５１Ａと前記環状導電部構造と、を含む各部材の材質の配置関係と、第二導電部材５１Ｂと前記環状導電部構造と、を含む各部材の材質の配置関係と、の材質配置関係の差をなくすことができる。

位置関係の差が小さいことと材質配置関係の差がないことは、前述した第一の電磁誘導と前述した第二の電磁誘導の差において、周波数特性および温度特性の差を小さくできる。

第一導電部材５１Ａまたは第二導電部材５１Ｂと、環状導電部構造と、の位置関係差は小さく、材質配置関係の差がないため第一の換算率と第二の換算率とを等しくできる。
第一の１次換算負荷と第二の１次換算負荷とは環状導電部構造からなる共通の２次負荷を持ち、第一の換算率と第二の換算率とを等しくできるため、第一の１次換算負荷と第二の１次換算負荷とを等しくできる。
第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂが等しい１次換算負荷を持つことができれば、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂに印加された電流に含まれる対称なノイズ電流を対称に損失させ、確実に相殺させることができる。これを正負対称構造のノイズフィルタとする。

特許文献１ではコモンモードコイル（１３）に巻き線構造のコイルを用いており、通常、巻き線構造のコイルの公差は±５％から±１０％である。正負対称なノイズがコモンモードコイル（１３）に印加されたとしても、第一の線路側を流れる正のノイズと第二の線路側を流れる負のノイズと、の損失の差は最大で公差の倍の±１０％から±２０％になり、ノイズを相殺できないおそれがある。
特許文献１のノイズフィルタが正負対称構造でないとしても、ノイズの強度、周波数分布によっては問題にならない。本実施形態のノイズフィルタも正負対称構造でない構造とすることが可能であり、ノイズの強度、周波数分布によっては問題にならない。

さらに、後述するように、ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスは第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１ＢからなるインダクタンスＬと第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂと第三導電部材５５Ａおよび第四導電部材５５ＢからなるキャパシタＣの比と、第一抵抗部材６５Ａ第二抵抗部材６５Ｂの比から決定できる。したがって、損失の大小に関わらず、当該インピーダンスを一定とできるためインピーダンス整合が容易となる。

以下、本実施形態において特徴的な特性インピーダンス整合を説明する。なお、以下では、真空の誘電率をε₀とし、真空の透磁率をμ₀とする。
（１）伝送線路の特性インピーダンス
平行平板の伝送線路の場合、図４に示すように、第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂの幅をＷ、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとの距離をｄとすると、その特性インピーダンスＺ_ｄｐｐは式（１）の通りとなる。なお、Ｗ，ｄなどは図４に示されている。

（２）二次回路の特性インピーダンス
次に、ノイズフィルタ５Ａにおける二次回路の特性インピーダンスについて、図４をも参照して説明する。なお、各部材の仕様が以下のように定義されるものとする。そうすると、図４における第一導電部材５１Ａと第三導電部材５５Ａの間の静電容量１（Ｃ_１)と、第二導電部材５１Ｂと第四導電部材５５Ｂの間の静電容量２（Ｃ_２）は、式（２）の通りとなる。また、静電容量１（Ｃ_１)と静電容量２（Ｃ_２）との直列接続容量Ｃ_３４は、式（３）の通りとなり、環状導電部構造のインダクタンスＬ_５６は式（４）の通りとなる。

［部材の仕様］
第一導電部材５１Ａと第三導電部材５５Ａとの比誘電率：ε１３
第二導電部材５１Ｂと第四導電部材５５Ｂとの比誘電率：ε２４
第一導電部材５１Ａと第三導電部材５５Ａとの距離：ｄ１３
第二導電部材５１Ｂと第四導電部材５５Ｂとの距離：ｄ２４
第三導電部材５５Ａの表面積：Ｓ１ ， 第四導電部材５５Ｂの表面積をＳ２
第三導電部材５５Ａ，第四導電部材５５Ｂの長さ：ｌ_５６
磁路１７の比透磁率：μ_ｒ

ただし、式（４）におけるｄ_５６はｄから、誘電体＋第三導電部材５５Ａ＋第四導電部材５５Ｂ＋誘電体の厚さを減算した距離Ｗ_３４は第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂの幅と一致する。

第一抵抗部材６５Ａの抵抗値をＲ_５[Ω]、第二抵抗部材６５Ｂの抵抗値をＲ_６[Ω]とすと、直列接続容量Ｃ_３４に関係する第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂが並列接続されているので、式（５）の通りとなる。

環状導電部構造にかかる抵抗値は第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂが直列に接続されているので、式（６）の通りとなる。

次に、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとを伝送する交流電流の角速度をω[rad/s]とすると、当該ノイズフィルタ５Ａの特性インピーダンスＺ_０は式（７）の通りとなる。
ここでｋを任意の値として式（８）の条件を前提とすると、式（７）は式（９）となり、ωが消去される。これにより、理論上は、ノイズフィルタ５Ａの特性インピーダンスを周波数によらず一定にできる。

次に、式（１）における伝送線路の特性インピーダンスから式（１０）を満足するｋを選べば、伝送線路とインピーダンス整合できる。
式（１１）から損失と無損失のインピーダンス比が１：１となる周波数が式（１２）により求められる。
式（７）においてωがω_０より十分大きい、つまり周波数が高いと式（１３）となり、かつ、式（１４）となって抵抗成分が有効となる。
また、式（７）においてωがω_０より十分小さい、つまり周波数が低いと式（１５）となり、かつ、式（１６）となって抵抗成分が無効となる。

［短冊状構造：図２（ｂ）］
ノイズフィルタ５Ａにおいて、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂを平行かつ平板状の伝送線路とすることで、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの互いに対向する形状を同じとすることができる。これにより互いの間に発生する磁界を利用したコイル構造において、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂのそれぞれから発生する磁界の分布を同じとすることができるとともに、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの間に発生する電界を利用したコンデンサ構造おいて、誘起される電荷の密度を同じとすることができる。これにより偏りのない対称な電界と磁界を構成してノイズ拡散の予防が容易となる。

［コンデンサ構造，トランス構造の単純化］
また、ノイズフィルタ５Ａよれば、伝送線路を構成する第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの間に発生する電界を直接利用すること、伝送線路と第三導電部材５５Ａまたは第四導電部材５５Ｂとでコンデンサ構造を構成し、通常、２枚の電極板が必要なコンデンサ構造において、１枚の電極板でコンデンサ構造を実現することでコンデンサ構造そのものを単純化できる。
また合わせて、伝送線路を構成する第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの間に発生する磁界を直接利用することで、伝送線路と環状導電部構造との間でトランス構造を構成し、通常、２つのコイルが必要なトランス構造において、１つのコイルでトランス構造を実現することでトランス構造そのものを単純化できる。

［対称構造を有するノイズフィルタ５Ａ］
第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとを接続する第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂとの合計４個の部品で伝送線路に流れる双方向の電流に対して対称構造のノイズフィルタ５Ａを構成できる。この対称構造のノイズフィルタ５Ａの等価回路図が図５に示されている。

さらに、ノイズフィルタ５Ａは、少なくとも第一導電部材５１Ａと第三導電部材５５Ａとの絶縁か、第二導電部材５１Ｂと第四導電部材５５Ｂとの絶縁のどちらか一方が絶縁されていればよい。したがって、第一導電部材５１Ａに第三導電部材５５Ａを含めて一体とするか、第二導電部材５１Ｂに第四導電部材５５Ｂを含めて一体とするか、のどちらか一方を選択することで、合計３個の部品で伝送線路に流れる双方向の電流に対して対称構造のノイズフィルタ５Ａを構成できる。

［コイルとコンデンサの間の距離が０］
また、ノイズフィルタ５Ａはさらに、コイルの電線とコンデンサの電極とを第三導電部材５５Ａまたは第四導電部材５５Ｂで兼用することで、コイルとコンデンサの間の距離を０にできる。これにより、コイルから巻線繰り返し構造と、コンデンサからリード構造（部品の足）や積層繰り返し構造を排除することができる。そうすることで、浮遊キャパシタンスと寄生インダクタンスとをなくすことができるとともに、構造による周波数上限の制限を高くできる。さらに、コイルのインダクタンスとコンデンサのキャパシタンスとの比を一定にできる周波数と、前述のコイルのインダクタンスとコンデンサのキャパシタンスと当該比から決まるインピーダンスが一定にできる周波数上限を高くできるため、高い周波数域まで伝送線路とインピーダンス整合できる。

［材質の選択肢］
また、ノイズフィルタ５Ａにおいて、磁界を担う第一磁路５７と、電界を担う第一中間部材５３Ａまたは第二中間部材５３Ｂとは、異なる材料を適用することができるため、第一磁路５７に一般的な磁性材料、中間部材に一般的な誘電体材料を用いるなど、材質の選択肢の幅が広く、性能対価格において有利である。

［Ｘ＝Ｙ／Ｎ（Ｎは整数）の関係］
またノイズフィルタ５Ａはさらに、伝送線路の一部を構成する第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂを流れる電流の波長Ｘが、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの電流の流れる方向の長さＹに対して短く、Ｘ＝Ｙ／Ｎ（Ｎは整数）の関係があるとする。このとき、第一導電部材５１Ａと第三導電部材５５Ａとの間と第二導電部材５１Ｂと第四導電部材５５Ｂとの間に、それぞれ流れる電流によって電位の高と低（山と谷）が各Ｎ個あることになる。このため、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとの間の両端に抵抗部材を備えるだけでは、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとの間の電位差に応じた電流が抵抗部材に流れず、十分な損失を得ることができない。この様子が図６に示されている。

これに対して、図７（ａ），（ｂ）に示すように、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとの間の電流の流れる方向に２Ｎ個（偶数個）の抵抗部材６５を備えることで、電位差に応じた電流が抵抗部材を流れ、十分な損失を得ることができる。偶数個の抵抗部材を備えることで、いずれの位置においても環状回路とすることができる。
２Ｎ個の抵抗部材は必ずしも均等間隔で配置する必要はなく、流れる電流の波長Ｘの分布、揺らぎを元に不均等な間隔で配置してもよい。２Ｎ個が十分に大きい値（個数）となる場合、２Ｎ個の個別抵抗ではなく、全体として１個（１体）の連続抵抗に置換することが可能である。この形態が図７（ｃ）に例示されている。つまり、２Ｎ個が十分に大きい値になり、抵抗部材６５の胴部の太さとこれに接続されるリード線（図示省略）の太さが無限大に細くなれば、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂとの間を橋渡す抵抗部材６５同士の間隔を無限大に狭くなる。そうすれば、全体として金属塊や導電材塊などのように一体化された連続抵抗を構成することができる。なお、図７（ｃ）において、矢印は電流が流れる向きを示している。

また、通常の抵抗部材は同一時刻に一方向に電流を流す部品であるが、前述した連続抵抗は、同一時刻に連続抵抗の任意の複数箇所において電流の流れる向きが互いに異なり、単一の部品でありながら２方向以上の向きに電流を流すことができる。連続抵抗は、見かけ上、１個の抵抗器であるが、２方向以上に電流を流すことから、少なくとも２個以上の抵抗部材に相当する。

［抵抗部材のインピーダンス回路への置換］
第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂをインピーダンス回路に置換して、インピーダンス回路に周波数特性を持たせることで、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとからなる伝送線路の特性インピーダンスに対して、本実施形態に係るノイズフィルタ５Ａのインピーダンスを高くすることで当該伝送線路を伝達する電流を正位相反射させる、または、ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスを低くすることで当該伝送線路を伝達する電流は逆位相反射する等を周波数帯毎に選択することが可能である。
特に、第一抵抗部材６５Ａおよび第二抵抗部材６５Ｂの一方または両方を０Ωまたは極めて小さな抵抗値とした場合、前述した直列接続容量Ｃ_３４と環状導電部構造のインダクタンスＬ_５６とがノイズフィルタ５Ａのインピーダンスの主成分となり、ノイズフィルタ５ＡはＬＣ共振回路としての性質を持ち、共振周波数を持ち、共振周波数と同じ周波数の電流に対しては短絡と同じ効果を持つ。
この効果により、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂと、を互いに符号が逆で同じ方向に伝達する当該共振周波数と同じ周波数の電流は、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとの間を短絡する。ＬＣ共振回路は抵抗値を持たないか持ったとしても極めて小さいため、この短絡した電流は損失することなく、短絡経路をすれ違い、当該伝達の方向と逆の方向に反射される。

インバータ回路２０から出力される不要な周波数と、当該共振周波数と、を一致させた本実施形態に係るノイズフィルタ５Ａをインバータ回路２０の出力に備えることで、当該不要な周波数の電流を出力からインバータ回路２０に反射することが可能であり、不要な周波数の電流のインバータ回路２０からサーボモータ３への伝達を阻止できる。

［ノイズフィルタ５Ａによる伝送の特徴など］
また、ノイズフィルタ５Ａを伝送線路に少なくとも１個、好ましくは２個以上備えることにより、伝送線路における無歪伝送と電力伝送の損失低減とを両立できる。

ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスは前述の通り一定であり、伝送線路の特性インピーダンスと整合できるため、無歪伝送が容易となる。
低周波ではインピーダンスに抵抗成分を持たないため、低い周波数の電力伝送において記電力送電のエネルギを損失しない。
高周波ではインピーダンスに抵抗成分を持つため、電力伝送に含まれている高周波ノイズのエネルギを熱に変換して消費することでノイズを除去できる。

ノイズフィルタ５Ａを備えない伝送線路の場合、伝送線路の両端で伝送電力の反射が発生し、伝送電力が伝送線路を往復伝送され、電力の往路と復路（反射）の波が合成されて定在波となるおそれと、定在波の振幅が大きくなるおそれと、がある。
この定在波には高周波電力が含まれ、高周波電力にはノイズが含まれるため、定在波の振幅が大きくなることと、ノイズの振幅が大きくなることとは同意である。

また、ノイズフィルタ５Ａのインピーダンスは前述の通り一定であり伝送線路とインピーダンス整合が容易である。インピーダンスが一定の伝送線路の両端にインピーダンス整合したノイズフィルタ５Ａを備える場合、伝送線路の両端において反射を防止できるので、伝送線路における電力伝送において定在波の発生抑止が可能であるとともに、電力の無歪伝送が可能である。

実際の伝送線路に対し複数のノイズフィルタ５Ａを備えることで定在波を抑止できる。伝送線路やノイズフィルタ５Ａの実物のインピーダンスは設計値に対して誤差を持ち、ノイズフィルタ５Ａを含む伝送線路の経路の一部でインピーダンス整合できないおそれがある。
特に伝送線路が長い場合、伝送線路の全経路において一定のインピーダンスを保つことが困難であり、インピーダンスが一定でない箇所で電力が反射し、伝送線路に定在波が発生する。
定在波には１組以上の腹と節が存在し、伝送線路中において腹の位置に相当する位置にノイズフィルタ５Ａを備えることで、定在波が含む高周波の電力を効果的に損失することができ、高周波の電力に含まれるノイズを低減できる。

伝送線路に電力を供給すると伝送線路を伝わる電力は伝送線路の両端でそれぞれ１回反射されるが、ノイズフィルタ５Ａを伝送線路の両端の何れか一方の端に備える場合、伝送線路を伝わる電力は、他方の端で１回反射され、反射された電力がノイズフィルタ５Ａを通過したときに、反射した電力中の高周波の電力を損失することができ、高周波の電力に含まれるノイズを低減できる。また伝送線路の途中に備えるノイズフィルタ５Ａの位置は、必ずしも伝送線路の端である必要はない。伝送線路の中央に備えてもよいし、その他の位置に備えても良い。つまり伝送線路にノイズフィルタ５Ａを１つ備えるだけで定在波を抑止できる。

ノイズフィルタ５Ａは、低周波ではインピーダンスの抵抗成分の比率が小さいため、低い周波数の電力伝送において記電力送電のエネルギ損失は無視できる程に小さい。
また高周波ではインピーダンスの抵抗成分の比率が大きいため、電力伝送に含まれている高周波ノイズのエネルギを熱に変換して損失することでノイズを除去できる。

また、伝送線路が動力線と線路接地線Ｅで構成される場合、ノイズフィルタ５Ａの第一導電部材５１Ａまたは第二導電部材５１Ｂのいずれか一方を動力線に接続し、他方を接地線Ｅに接続してもよい。この一例が図８（ａ）に示されている。この場合、コモンモードノイズにおいても反射を防止し高周波ノイズ成分を減衰することができる。
また、ノイズフィルタ５Ａを設ける位置は、インバータ回路（第一インバータ回路２０Ａ，第二インバータ回路２０Ｂ）とサーボモータ（第一サーボモータ３Ａ，第二サーボモータ３Ｂ）との間に限らない。例えば、図８（ｂ）に示すように、インバータ回路（第一インバータ回路２０Ａ，第二インバータ回路２０Ｂ）と商用三相交流電流（R/S/T）を直流に整流してインバータ回路２０に直流を供給する整流器１１の間にノイズフィルタ５Ａを設けることもできる。この場合のノイズフィルタ５Ａは、直流の伝送回路に適用されたことになる。

［電動機駆動装置１０における効果］
電動機駆動装置１０は、互いに同期した逆位相の電位が付加された２組の三相交流それぞれの対応する各相線を対にして３組の伝送線路を構成し、ノイズフィルタ５Ａの第一導電部材５１Ａおよび第二導電部材５１Ｂに結線されている。これによって、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂにそれぞれ等価で逆位相の誘電が発生する。このとき伝送線路に流れる電流に含まれるノイズもまた等価で逆位相の電位をもつため、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂに誘起されるノイズ成分も等価で逆位相となる。これにより第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂによってノイズが相殺または損失されて、周囲へのノイズの影響を防止することができる。

［第二実施形態：図９］
次に、第二実施形態に係るノイズフィルタ５Ｂについて、図９を参照して説明する。
ノイズフィルタ５Ｂは、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂと第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂの外周を囲うように第二磁路５８を備える。つまり、図９（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すように、第二磁路５８は、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの両方の外側（Ｏｕｔ）の表面（外周面）に接するように設けられる。また、図９（ｃ）に示すように、第二磁路５８は、第一導電部材５１Ａから第二導電部材５１Ｂまでのノイズフィルタ５Ｂの要素の幅方向γにおける前端（Ｆ）と後端（Ｂ）とに接して覆うように設けられる。このように、第二磁路５８は周回経路によって第一導電部材５１Ａから第二導電部材５１Ｂまでのノイズフィルタ５Ｂの要素を覆って束ねている。
以上の構成を備えるノイズフィルタ５Ｂは、第一磁路５７と第二磁路５８が前端（Ｆ）と後端（Ｂ）において接触するので、互いに磁気的に連通する。加えて、第二磁路５８によって、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂと第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂと第一磁路５７が束ねられて一体化されている。
なお、ノイズフィルタ５Ｂにおいて、伝送線路を構成する第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂへの電流を供給するための、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの端子部を除いた長さ方向α（図９（ａ），（ｂ）の左右方向）の両端面を第二磁路５８で覆ってもよい。つまり第一、第二中間部材、第一、第二抵抗部材、第三、第四導電部材の端面である、ノイズフィルタ本体の伝送線路の電流の流れる方向の端面も第二磁路部材で覆ってもよい。このことは後述するノイズフィルタ５Ｃ，５Ｄについても同様に適用できる。

ノイズフィルタ５Ｂは、伝送線路である第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂの２線の外側においては、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂに、それぞれ互いに逆向きに電流を流した場合、それぞれの電流から発生する磁界が互いに逆となり弱め合い磁界の強度が小さくなる。

しかし、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂのどちらか一方（例えば５１Ａ）の外側Ｏｕｔの近傍領域ＮＡは、一方の導電部材（５１Ａ）までの距離に比べて他方の導電部材（例えば５１Ｂ）までの距離が大きい。そのため、該一方の導電部材（５１Ａ）の外側の近傍領域ＮＡにおいては、一方の導電部材（５１Ａ）から発生する磁界に対して他方の導電部材（５１Ｂ）から発生する磁界が弱くなる。このため当該近傍領域ＮＡにおける磁界の向きが逆とはなっても十分に磁界が弱まらず、周囲に磁気の影響を及ぼすおそれがある。

そこで、ノイズフィルタ５Ｂは、磁界の起因となる電流が流れる回路を構成する第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂと第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂと第一抵抗部材６５Ａと第二抵抗部材６５Ｂ、特に第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂを囲う第二磁路５８を備える。そうすることで、磁界を第二磁路５８に収容し、周囲への磁界漏洩の影響を小さくすることができる。

［第三実施形態；図１０］
次に、第三実施形態に係るノイズフィルタ５Ｃについて、図１０を参照して説明する。
ノイズフィルタ５Ｃは、伝送線路である第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂを棒形状とし、第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂをそれぞれ第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂを囲う筒形状とする。この構造を採用することにより、伝送線路から誘起される磁界と電界を第三導電部材５５Ａと第四導電部材５５Ｂで吸収してノイズ拡散の予防が容易となる。
具体的には、図１０（ａ）に示されるように、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂが棒状部材であり、第三導電部材５５Ａが第一導電部材５１Ａを内挿可能な筒状形状を有するとともに、第四導電部材５５Ｂが第二導電部材５１Ｂを内挿可能な筒状形状を有する。また、図１０（ｂ）に示されるように、第二磁路５８が図１０（ａ）に示される構造の周囲を取り囲むように配置される形態で実施することもできる。

［第四実施形態：図１１］
次に、第四実施形態に係るノイズフィルタ５Ｄについて、図１１を参照して説明する。
第四実施形態に係るノイズフィルタは、すべての部材を同軸にて配置することで、第三実施形態のノイズ拡散予防効果に加えて、ノイズフィルタをコンパクトにすることができる。
具体的には、図１１（ａ）に示されるように、ノイズフィルタは、第二導電部材５１Ｂが棒状であり、第四導電部材５５Ｂが第二導電部材５１Ｂを内挿可能な筒状形状を有するとともに、第三導電部材５５Ａが第四導電部材５５Ｂを内挿可能な筒状形状を有するとともに、第一導電部材５１Ａが第三導電部材５５Ａを内挿可能な筒状形状を有する。

ノイズフィルタ５Ｄを構成する全ての部材が完全に同軸ではなく、偏心しているものとする。この場合、第一導電部材５１Ａの発生する磁界と第二導電部材５１Ｂの発生する磁界との向きは第二導電部材５１Ｂの外側において逆となっても完全に打消し合うことがないため、当該外側の磁界の強度が十分に小さくならず、周囲に磁気の影響を及ぼすおそれがある。図１１（ｂ）に示すように、第二磁路５８が図１１（ａ）に示される構造の周囲を取り囲むように配置することで、当該外側の磁界を第二磁路５８に収容し、周囲への磁界漏洩の影響を小さくすることができる。この場合、第一磁路５７と第二磁路５８とは物理的に連通していないが、第一導電部材５１Ａの外側と内側との間で磁力線の出入りが発生するため、互いに磁気的に連通していると見なすことができる。

［第五実施形態：図１２］
次に、第五実施形態に係る統合型のノイズフィルタ（以下、統合ノイズフィルタ）７Ａについて、図１２を参照して説明する。統合ノイズフィルタ７Ａは、第三実施形態に係るノイズフィルタを複数組備えている。
統合ノイズフィルタ７Ａは、複数組のノイズフィルタの第一磁路５７が第三磁路５９を介して一体に連結されおり、複数組のノイズフィルタのそれぞれの第二磁路５８は互いに離間している。
統合ノイズフィルタ７Ａは、５００Ｈｚ以下の磁界に対して、第三磁路５９の比透磁率が複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一磁路５７の比透磁率より高く、かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、第三磁路５９の比透磁率が複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一磁路５７の比透磁率より低い。

インバータとモータを伝送線路で接続し、高トルクでモータを駆動する場合、伝送線路である第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂに大電流が流れ、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとの周囲に強い磁界が発生するため、第一導電部材５１Ａと第二導電部材５１Ｂとの周囲の磁路が磁束飽和してしまうおそれがある。
一般にモータを駆動する電流の周波数は５００Ｈｚ以下が用いられるため、電流から発生する磁界の周波数も５００Ｈｚ以下が一般的であるので、磁束飽和の原因となるほど大きな磁界も５００Ｈｚ以下の低周波磁界である。

インバータの交流化スイッチングに起因するノイズの電流の周波数は１ＭＨｚ以上が多く、電流から発生する磁界の周波数も１ＭＨｚ以上となるのでノイズの原因となるほど大きな磁界も１ＭＨｚ以上の高周波磁界である。
５００Ｈｚ以下の低周波磁界に対して第三磁路５９の比透磁率は各々の第一磁路の比透磁率より高く、１ＭＨｚ以上の高周波磁界に対して第三磁路５９の比透磁率は各々の第一磁路の比透磁率より低い比透磁率を持つので、５００Ｈｚ以下の低周波磁界と１ＭＨｚ以上の高周波磁界は、一つの磁路に集中することを防止できる。磁界は比透磁率の高い磁路に集中するので、５００Ｈｚ以下の低周波磁界は第三磁路５９に集中し、１ＭＨｚ以上の高周波磁界は第一磁路に集中する。これにより広域周波数域の磁界がある場合、５００Ｈｚ以下の低周波磁界と１ＭＨｚ以上の高周波磁界は、それぞれ第一磁路と第三磁路５９に分離することができるので一つの磁路に磁界が集中することを防止できる。よって一つの磁路に磁束が集中する磁束飽和を防止することができる。

［第六実施形態：図１３］
次に、第六実施形態に係る統合型のノイズフィルタ（以下、統合ノイズフィルタ）７Ｂについて、図１３を参照して説明する。統合ノイズフィルタ７Ｂも、第三実施形態に係るノイズフィルタを複数組備えている。
統合ノイズフィルタ７Ｂは、複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一導電部材５１Ａが一つの第四磁路６１に包含され、複数組のそれぞれのノイズフィルタの第二導電部材５１Ｂが一つの第五磁路６３に包含されるとともに、第四磁路６１と第五磁路６３が離間して配置されている。
統合ノイズフィルタ７Ｂは、５００Ｈｚ以下の磁界に対して、第四磁路６１と第五磁路６３の比透磁率は、複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一磁路５７の比透磁率より高く、かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、第四磁路６１と第五磁路６３の比透磁率は、複数組のそれぞれのノイズフィルタの第一磁路５７の比透磁率より低い。

統合ノイズフィルタ７Ｂにおいても統合ノイズフィルタ７Ａと同様に、５００Ｈｚ以下の低周波磁界と１ＭＨｚ以上の高周波磁界は、それぞれ第一磁路５７と第四磁路６１または第五磁路６３とに分離することができるので一つの磁路に磁界が集中することを防止できる。よって一つの磁路に磁束が集中する磁束飽和を防止することができる。

上記以外にも、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に適宜変更したりすることが可能である。
例えば、本発明のノイズフィルタ５を応用して終端抵抗として使用した場合、以下の作用効果を得ることができる。
一般に、図１４に示すように、伝送線路における電力の伝達において、信号源の駆動側の終端抵抗のインピーダンスと伝送線路の特性インピーダンスと被駆動側の終端抵抗のインピーダンス整合する時、伝送される電力の波形のオーバシュート、アンダーシュートの原因となる反射が防止され無歪伝送となる。
無歪伝送では、伝送線路を伝わる全電力が終端抵抗で熱に変換される。全電力にはノイズも含まれ、ノイズの持つ電気エネルギは終端抵抗で全て熱に変換され、電磁波として放射されることなく、周囲へ影響を抑止できる。

本発明は、終端抵抗として使用した場合、伝送線路とのインピーダンス整合が容易となることから、一定のインピーダンスを保つことと、低い周波数ではインピーダンスに抵抗成分を持たないことによる伝送線路に流れる電流量を低下させることなく、高い周波数のインピーダンスに抵抗成分を持つことよる高周波ノイズを消費して減衰させることができる。ここで言う高い周波数とはインバータの駆動する電力に伴うスイッチング周波数１０ｋＨｚ（代表例）に起因するノイズの周波数１ＭＨｚ以上の周波数であり、低い周波数とは１００ｋＨｚ以下の周波数である。

１ 三相交流電源
３ サーボモータ
３Ａ 第一サーボモータ
３Ｂ 第二サーボモータ
５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ ノイズフィルタ
７Ａ，７Ｂ 統合ノイズフィルタ
１０ 電動機駆動装置
１１ 整流器
１３ 平滑コンデンサ
１５ インバータ主回路
１５Ａ 第一インバータ主回路
１５Ｂ 第二インバータ主回路
１６ 半導体スイッチング素子
１６ｕ１，１６ｖ１，１６ｗ１ 半導体スイッチング素子
１６ｕ２，１６ｖ２，１６ｗ２ 半導体スイッチング素子
１６ｕ３，１６ｖ３，１６ｗ３ 半導体スイッチング素子
１６ｕ４，１６ｖ４，１６ｗ４ 半導体スイッチング素子
１７ インバータ制御部
２０ インバータ回路
２０Ａ 第一インバータ回路
２０Ｂ 第二インバータ回路
３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ コイル
３２，３２Ａ，３２Ｂ ステータ
３３ 導体
５１Ａ 第一導電部材
５１Ｂ 第二導電部材
５３Ａ 第一中間部材
５３Ｂ 第二中間部材
５５Ａ 第三導電部材
５５Ｂ 第四導電部材
５７ 第一磁路
５８ 第二磁路
５９ 第三磁路
６１ 第四磁路
６３ 第五磁路
６５Ａ 第一抵抗部材
６５Ｂ 第二抵抗部材
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 伝送線路
Ｕ１，Ｕ２ 線路
Ｖ１，Ｖ２ 線路
Ｗ１，Ｗ２ 線路

Claims (8)

1. 伝送線路を構成する第一導電部材および第二導電部材と、
   前記第一導電部材と第一中間部材を介して配置された第三導電部材と、
   前記第二導電部材と第二中間部材を介して配置された第四導電部材と、
   前記第三導電部材と前記第四導電部材を電気的に連結する第一抵抗部材および第二抵抗部材と、
   前記第三導電部材と前記第四導電部材の間の領域に形成された第一磁路と、を備え、
   前記第一中間部材と前記第二中間部材は一方または両方が絶縁体からなり、
   前記第三導電部材、前記第一抵抗部材、前記第四導電部材、前記第二抵抗部材および前記第三導電部材を通る環状の電気的な経路が前記伝送線路の長さ方向に構成される、
   ことを特徴とするノイズフィルタ。
   
2. 前記第一導電部材と前記第二導電部材と前記第三導電部材と前記第四導電部材と前記第一抵抗部材と前記第二抵抗部材の外周を囲うように形成された第二磁路、を備え、
   前記第一磁路と前記第二磁路が、互いに磁気的に連通するとともに、
   前記第二磁路によって、前記第一導電部材と前記第二導電部材と前記第三導電部材と前記第四導電部材と前記第一抵抗部材と前記第二抵抗部材と前記第一磁路が束ねられて一体化されている、
   請求項１に記載のノイズフィルタ。
   
3. 前記第一導電部材と前記第二導電部材と前記第三導電部材と前記第四導電部材と前記第一中間部材と前記第二中間部材がいずれも短冊形状である、
   請求項１または請求項２に記載のノイズフィルタ。
   
4. 前記第一導電部材と前記第二導電部材が棒状部材であり、
   前記第三導電部材が前記第一導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、
   前記第四導電部材が前記第二導電部材を内挿可能な筒状形状を有する、
   請求項１または請求項２に記載のノイズフィルタ。
   
5. 前記第二導電部材が棒状であり、
   前記第四導電部材が前記第二導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、
   前記第三導電部材が前記第四導電部材を内挿可能な筒状形状を有するとともに、
   前記第一導電部材が前記第三導電部材を内挿可能な筒状形状を有する、
   請求項１または請求項２に記載のノイズフィルタ。
   
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のノイズフィルタを３個備え、互いに等価で逆位相の同期された電流が流れる２組の三相交流の電気回路であって、
   前記２組の三相交流の一方の三相交流の各相をＵ１，Ｖ１，Ｗ１とし、他方の三相交流の各相をＵ２、Ｖ２、Ｗ２とし、相Ｕ１と相Ｕ２とからなる伝送線路を伝送線路Ｔ１、相Ｖ１と相Ｖ２とからなる伝送線路を伝送線路Ｔ２、相Ｗ１と相Ｗ２からなる伝送線路を伝送線路Ｔ３とし、
   前記３個のノイズフィルタのそれぞれをノイズフィルタＡ，ノイズフィルタＢ，ノイズフィルタＣとしたとき、
   前記ノイズフィルタＡの前記第一導電部材に前記伝送線路Ｔ１の前記相Ｕ１を接続し、前記ノイズフィルタＢの前記第一導電部材に前記伝送線路Ｔ２の前記相Ｖ１を接続し、
   前記ノイズフィルタＣの前記第一導電部材に前記伝送線路Ｔ３の前記相Ｗ１を接続し、前記ノイズフィルタＡの前記第二導電部材に前記伝送線路Ｔ１の前記相Ｕ２を接続し、
   前記ノイズフィルタＢの前記第二導電部材に前記伝送線路Ｔ２の前記相Ｖ２を接続し、前記ノイズフィルタＣの前記第二導電部材に前記伝送線路Ｔ３の前記相Ｗ２を接続する、
   ことを特徴とする電気回路。
   
7. 請求項２に記載される前記ノイズフィルタを複数組備えた統合型のノイズフィルタであって、
   複数組の前記ノイズフィルタの前記第一磁路が第三磁路を介して一体に連結されおり、
   複数組の前記ノイズフィルタのそれぞれの前記第二磁路は互いに離間しており、
   ５００Ｈｚ以下の磁界に対して、前記第三磁路の比透磁率が複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第一磁路の比透磁率より高く、
   かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、前記第三磁路の比透磁率が複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第一磁路の比透磁率より低い、
   ことを特徴とする統合型のノイズフィルタ。
   
8. 請求項２に記載される前記ノイズフィルタを複数組備えた統合型のノイズフィルタであって、
   複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第一導電部材が一つの第四磁路に包含され、複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第二導電部材が一つの第五磁路に包含されるとともに、前記第四磁路と前記第五磁路が離間して配置されており、
   ５００Ｈｚ以下の磁界に対して、前記第四磁路と前記第五磁路の比透磁率は、複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第一磁路の比透磁率より高く、
   かつ、１ＭＨｚ以上の磁界に対して、前記第四磁路と前記第五磁路の比透磁率は、複数組のそれぞれの前記ノイズフィルタの前記第一磁路の比透磁率より低い、
   ことを特徴とする統合型のノイズフィルタ。

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